电源设计（Power Supply & LDO/Charge Pump）

功率级L6别名电源设计 · LDO · 电荷泵 · Power Supply

本质电源设计是把一个电压变成另一个电压的艺术，三种主流技术各自占据一个"工作点"——LDO 用热量换简单（效率 = $V_{o u t}$ / $V_{in}$ ，压差全部变热）；电荷泵用飞跨电容换磁芯（小功率时极简省地方）；开关电源用复杂控制环换效率（90%+ 效率但需要补偿器设计）。选对技术是前提，之后的关键是闭环补偿器设计——这是让电源"稳定、响应快、精度高"的核心，也是大部分电源问题的根源。电源设计有三个工作点——LDO 用热量换简单、电荷泵用飞跨电容换磁芯、开关电源用控制环换效率。本页覆盖三种技术的选型边界、LDO 稳定性与无 ESR 约束设计、电荷泵倍压器原理、开关电源 Type II / III 补偿器的零极点配置、TI 应用笔记的实战要点。绝大多数电源问题的根因都在"闭环补偿器设计"——稳定性、响应速度、精度三件事都依赖它。

学习目标

读完本页后，你应该能够：

根据 $V_{in}$ × $V_{o u t}$ × $I_{o u t}$ × 效率要求判断该用 LDO / 电荷泵 / 开关电源哪一种。
计算 LDO 的效率和热耗，判断封装是否够散热。
解释 LDO 稳定性为什么和输出电容 ESR 相关，以及现代"无 ESR 约束 LDO"是怎么做到的。
画出电荷泵倍压器的两相工作，估算输出纹波和效率。
区分 I 型、II 型、III 型补偿器的极零点配置和适用场景。
从 Bode 图上读出穿越频率 $f_{c}$ 和相位裕度 PM，判断补偿是否合格。
解释峰值电流模式（PCM）为什么在 D > 50% 时需要斜率补偿，并算出最小斜率。
设计一个简单的 Type II 补偿器（PCM Buck），给出 R 和 C 的值。

1. 核心框架：三种电源技术的位置

电源技术三种基本类型——LDO(线性稳压)、Buck/Boost(开关稳压)、电荷泵(电容倍压)。每种适合不同应用,没有通用最优——LDO 噪声低 + 简单、开关电源效率高、电荷泵适合微小电流升压。

技术	效率	噪声	甜蜜点
LDO	低 $V_{o u t}$ / $V_{in}$	极低	小压差; 小电流; 精密模拟
电荷泵	中 70～90%	低	小功率升压/负压/倍压
开关电源	高 85～98%	高需滤波	大功率; 高效率

补充：LDO 复杂度极简、体积最小；电荷泵简单、无磁芯；开关电源复杂、有电感。

三种技术的三难困境：

选型决策：

压差 × 电流 < 0.5 W 且精度要求高 → LDO
需要负压 / 倍压 / 小功率变换，无磁芯 → 电荷泵
效率优先 / 大电流 / 大压差 → 开关电源

2. LDO 线性稳压器

LDO（Low Dropout）是通过串联调整管吸收多余电压实现稳压的器件。结构最简单，输出噪声最低，代价是效率。

工作原理

LDO 本质是闭环线性稳压——通过 pass FET 的阻抗动态调节,把多余压差消耗在 FET 上。这就是 LDO 效率低的物理来源——多余压差直接发热,效率 = $V_{o u t} / V_{in}$ 。

反馈关系：

$V_{o u t} = V_{REF} \cdot (1 + (R_{1}) / (R_{2}))$ 误差放大器让 V_− = $V_{REF}$ ，从而 $V_{o u t}$ 被钳位在设定值。

效率与热耗

理想效率（忽略 Iq）：

$η = V_{o u t} / V_{in}$ 实际效率（考虑静态电流 Iq）：

$η = (V_{o u t} \cdot I_{o u t}) / (V_{in} \cdot (I_{o u t} + I_{q}))$ 热耗：

$P_{d i ss} = (V_{in} - V_{o u t}) \cdot I_{o u t} + V_{in} \cdot I_{q} \approx (V_{in} - V_{o u t}) \cdot I_{o u t} (负载主导)$ 结温估算：

$T_{j} = T_{a} + P_{d i ss} \cdot R_{θ}, J A$ 示例： $V_{in}$ = 5 V， $V_{o u t}$ = 3.3 V， $I_{o u t}$ = 200 mA，Iq = 1 mA：

$η = 3.3/5 \approx 66%$

$P = (5 - 3.3) \times 0.2 + 5 \times 0.001 = 0.34 + 0.005 = 345 mW$

若用 SOT-23 封装（ $R_{t h}$ ,ja ≈ 250 K/W， $T_{a}$ = 25 °C）：

$T_{j} = 25 + 0.345 \times 250 = 25 + 86 = 111° C 接近极限!$ 更大电流会超限。LDO 是小电流小压差的专属——大电流大压差场合必须换 DC/DC。

LDO 稳定性——为什么 ESR 曾经是关键

老式 LDO（PMOS Pass FET + 典型 2～3 级放大）的环路传递函数里有一个主极点（由输出电容 $C_{o u t}$ 和负载阻抗决定）和次级极点（误差放大器和调整管栅极）。

要保证稳定性，必须让输出电容的 ESR 零点在交越频率附近提供相位提升。电容的 ESR 决定了这个零点的位置：

$f_{zero} = (1) / (2 π \cdot ESR \cdot C_{o u t})$ 老式 LDO 的 ESR 约束：

陶瓷电容 ESR 太低（< 10 mΩ）→ 零点超过交越频率 → 相位不够 → 振荡
铝电解电容 ESR 太高（～100～1000 mΩ）→ 零点在合适位置 → 稳定
钽电容（100～500 mΩ）→ 刚好 → 推荐

早期 LDO 数据手册会画出"稳定 ESR 范围" —— 典型是 0.2～2 Ω 的狭窄区间。

现代 LDO：无 ESR 约束

现代 LDO（如 LDO 系列 LT3080、TLV7xx、ADM7xxx）用不同的内部补偿，不再依赖外部 ESR：

实现方式：

内部主极点补偿：在误差放大器内部用 Miller 补偿，产生主极点
直接用陶瓷电容：低 ESR 不再是问题
快速瞬态响应：典型负载阶跃响应 < 10 μs

实务：选新设计时一定用无 ESR 约束的现代 LDO。数据手册会明确标注 "stable with ceramic output capacitors" 或 "no minimum ESR required"。

LDO 的关键规格

LDO 5 个核心规格决定能否选用——dropout 电压(决定输入余量)、PSRR(电源抑制)、噪声(影响 ADC 链路)、瞬态响应、静态电流。每个应用敏感不同维度。

参数	符号	典型值
压差	$V_{d o}$	100～600 mV
静态电流	Iq	1 μA ～几 mA
负载调整	—	0.1～5 mV/mA
线性调整	—	几 mV/V
PSRR	—	60～90 dB @低频
输出噪声	$e_{n}$	μV_rms ～几十μV_rms
温漂	—	10～100 ppm/°C

说明：压差 = $V_{in}$ − $V_{o u t}$ 最小值；静态电流 = 空载电流；负载调整 = 负载变化引起 $V_{o u t}$ 变化；线性调整 = 输入变化引起 $V_{o u t}$ 变化；PSRR = 电源纹波抑制（强频率依赖）。

PSRR 的频率依赖

PSRR（Power Supply Rejection Ratio）告诉你输入纹波有多少比例被传到输出。LDO 的 PSRR 是强频率依赖：

PSRR (dB)
   80 ├───────
      │         ╲
   60 │          ╲
      │           ╲ （高频 PSRR 急剧下降）
   40 │            ╲
      │             ╲
   20 │              ╲
      │               ╲
    0 │                ─────
      └────────────────────→ f (log)
      DC  100Hz  10kHz  1MHz

高频 PSRR 为什么差：LDO 的反馈环路带宽有限（通常 10 kHz ～ 1 MHz），高于带宽的纹波无法被抑制。

含义：LDO 对开关电源纹波（100 kHz ～ 1 MHz）的抑制效果并不好。想进一步降噪，需要：

选高 PSRR LDO（如 LT3045 在 1 MHz 处 PSRR > 40 dB）
在 LDO 前加 LC 滤波器
或者用超低噪声 LDO（ADM7150、LT3045）做模拟电路专用供电

LDO 的热陷阱

LDO 热管理的典型陷阱（见热管理第七节）：

5 V → 3.3 V @ 500 mA：

$P = (5 - 3.3) \times 0.5 = 0.85 W$ 用 SOT-23（ $R_{t h}$ ,ja = 250 K/W）： $T_{j}$ = 25 + 212.5 = 237.5 °C → 炸

解决方案：

换大封装（SOT-89， $R_{t h}$ ,ja ≈ 100 K/W）→ $T_{j}$ = 110 °C ✓
改用 Buck DC/DC（90% 效率，损耗 0.09 W）→ $T_{j}$ = 47.5 °C ✓✓
用两颗 LDO 并联分担电流

工程原则：压差 × 电流 > 0.5 W 就考虑换 DC/DC，这是 LDO 的经济界线。

本质一句话：LDO 的效率上限是 $V_{o u t}$ / $V_{in}$ ，大压差大电流时热量是主要问题；现代无 ESR 约束 LDO 可以直接用陶瓷电容，简化设计。

3. 电荷泵（Switched-Capacitor Converter）

电荷泵用电容而不是电感做能量储存器件。通过开关在多个相位中改变电容的连接方式，实现升压、降压、倍压或产生负压。

基本工作原理：倍压器

电荷泵用电容 + 开关网络实现电压倍增——开关切换时电容串并联交替,实现升压、降压、反极性。核心限制:电流大时效率陡降,所以只用于 < 100mA 应用。

最简单的倍压器（Cockcroft-Walton 或 Dickson 结构）：

两个相位交替进行，** $C_{f l y}$ 不断地"搬运电荷"**到 $C_{o u t}$ ， $C_{o u t}$ 最终被充电到接近 2 × $V_{in}$ 。

理想和实际增益

理想增益（空载）：

V_out,ideal = 2 × V_in  (倍压)
V_out,ideal = −V_in    (负压倍压)

实际增益受以下影响：

开关电阻： $R_{o n}$ 导致每次传递都有 IR 压降
电容的 ESR：同上
负载电流： $I_{l o a d}$ 越大，输出越跌
开关频率：频率越高，每个周期传递的电荷越多，但开关损耗也越大

等效输出阻抗：

$R_{o u t} \approx (R_{o n}, 1 + R_{o n}, 2 + ESR) \times N + 1/ (f_{s w} \times C_{f l y})$ 第一项是开关导通损耗，第二项是由有限充电时间造成的"电荷传递不足"损耗。

实际输出：

$V_{o u t} = V_{o u t}, i d e a l - I_{l o a d} \times R_{o u t}$

常见拓扑

电荷泵常见 4 种拓扑——倍压、稳压电荷泵、反极性、半压。每种用电容串并联结构不同实现不同输出。栅极驱动 bootstrap 也是电荷泵的一种应用。

拓扑	输出	典型应用
倍压 ×2	2 × $V_{in}$	Bootstrap驱动; LCD偏置
负压 ×−1	− $V_{in}$	单3.3V产生−3.3V给运放
分压 ×0.5	0.5 × $V_{in}$	节点偏置; 参考电压
可调（带反馈）	可调	精密应用
N × $V_{in}$	N 倍	级联多级倍压

输出纹波

电荷泵的输出纹波由每次传递的电荷量和输出电容决定：

$Δ V_{o u t} \approx (I_{l o a d} \cdot T_{s w}) / (C_{o u t}) = (I_{l o a d}) / (f_{s w} \cdot C_{o u t})$ 示例： $I_{l o a d}$ = 10 mA， $f_{s w}$ = 1 MHz， $C_{o u t}$ = 10 μF：

$Δ V_{o u t} = (10 m A) / (1 M Hz \times 10 μ F) = 1 mV$ 低纹波，适合给模拟电路供电。

典型应用：单电源运放负电源

场景：只有 +3.3 V 电源，但需要 ±3.3 V 给运放用（或让运放输出能到 GND 以下）。

方案：用 LM2776 等负压电荷泵从 +3.3 V 产生 −3.3 V。

计算： $I_{l o a d}$ = 20 mA（运放静态电流）， $f_{s w}$ = 2 MHz， $C_{o u t}$ = 1 μF：

$Δ V_{o u t} = (20 m A) / (2 M Hz \times 1 μ F) = 10 mV$ 实际效率～85%，损耗 = 3.3 × 20 × 0.15 = 10 mW（可忽略）。

完美解决方案——不需要额外的电感和磁芯。

电荷泵的限制

电荷泵几条物理限制——大电流效率低、输出纹波大、控制简单不能精密。所以电荷泵只在"小电流 + 简单升压"场景使用,不能替代 Buck/Boost。

效率在大电流时显著下降（与 LDO 同理，大 $R_{o u t}$ 导致压降）
输出电流有限（几十 mA 到 100 mA 级，很少超过 200 mA）
增益固定或级联（不能像开关电源那样自由调节）
需要电容两次：飞跨 + 输出，数量稍多

本质一句话：电荷泵用电容代替电感，适合小功率、低噪声、紧凑场景；它的"输出阻抗"本质上是 $R_{o n}$ + 1/(f· $C_{f l y}$ )，决定了它不能做大电流。

4. 开关电源闭环控制——补偿器设计

开关电源必须有闭环反馈来稳定输出电压。补偿器（Compensator）是这个反馈环的核心——它决定了环路稳定性、带宽、精度。设计不好会振荡、响应迟缓或稳态精度差。

控制理论视角

环路补偿用控制理论的传递函数视角看——开关电源是一阶低通(LC 滤波),反馈环加补偿器后变成二阶或三阶。目标:在带宽内增益高、相位裕度 > 45°。

一个典型的 Buck 变换器闭环：

环路增益：

$T (s) = G_{c} (s) \cdot G_{p} (s) \cdot β$ 设计目标：

交越频率 $f_{c}$ （|T| = 1 的频率）尽量高 → 快速响应
相位裕度 PM > 45° → 不振荡
增益裕度 GM > 6 dB → 鲁棒性

典型功率级传递函数

电压模式 Buck：

$G_{p} (s) = (V_{in}) / (D_{ma x}) \cdot (1 + s / ω_{zesr}) / ((s / ω_{0})^{2} / Q + s / ω_{0} + 1)$

$ω_{0} = 1/ L C$ ：LC 谐振极点
$ω_{zesr} = 1/ (ESR \cdot C)$ ：输出电容 ESR 零点

相位：在 ω_0 处相位骤降 180°（LC 双极点），这是电压模式 Buck 的核心挑战。

峰值电流模式（PCM）Buck：

$G_{p} (s) \approx R_{l o a d} \cdot (1 + s / ω_{zesr}) / (1 + s / ω_{p})$ 内环电流反馈把 LC 极点变成单极点，简化了补偿。

补偿器类型

补偿器主要 3 种类型——Type I(单极点)、Type II(单极零点)、Type III(双极零点)。选用按拓扑和模式:Buck/Boost VMC 用 Type III,Buck PCM 用 Type II 简单。

类型	极零点	相位提升	适用
Type I	1极点（原点）	无	单极点; DC精度
Type II	1极+1零	最大90°	PCM Buck单极点
Type III	2极+2零	最大180°	电压模式双极点

Type II 补偿器——PCM 的首选

Type II 是 PCM 模式的主流补偿器——一个零点 + 一个高频极点。零点在 $f_{p} /3$ 附近抵消 LC 低频极点,高频极点抑制噪声。下面给具体设计。

电路（运放反相配置）。

零极点：

$主极点 (D C) : (1) / (2 π \cdot R_{f} \cdot C_{c 1})$

$零点 : (1) / (2 π \cdot R_{c} \cdot C_{c 1})$

$次级极点 : (1) / (2 π \cdot R_{c} \cdot C_{c 2})$

设计步骤：

选交越频率 $f_{c}$ ：通常 $f_{s w}$ /5 ～ $f_{s w}$ /10
零点位置： $f_{z}$ = 0.5 × $f_{c}$ （提前补偿相位）
次级极点： $f_{p 2}$ = 0.5 × $f_{s w}$ （抑制高频噪声）
调整 DC 增益 → 使 $f_{c}$ 处 |T| = 1

一个完整的 Type II 设计示例

需求：PCM Buck， $V_{in}$ = 12 V， $V_{o u t}$ = 3.3 V， $I_{o u t}$ = 2 A， $f_{s w}$ = 500 kHz。

功率级参数：

L = 10 μH
$C_{o u t}$ = 47 μF，ESR = 10 mΩ
$R_{l o a d}$ = 3.3/2 = 1.65 Ω

PCM 传递函数：

$ω_{p} = (1) / (R_{l o a d} \cdot C_{o u t}) = (1) / (1.65 \times 47 μ F) \approx 12.9 k r a d / s \Rightarrow f_{p} \approx 2 k Hz$

$ω_{zesr} = (1) / (10 m Ω \cdot 47 μ F) \approx 2.1 M r a d / s \Rightarrow f_{zesr} \approx 340 k Hz$

目标 $f_{c}$ = $f_{s w}$ /10 = 50 kHz。

补偿器零点： $f_{z}$ = $f_{c}$ /2 = 25 kHz。

次级极点： $f_{p 2}$ = $f_{s w}$ /2 = 250 kHz。

具体元件值（假设 $R_{f} = 10 k Ω$ ）：

$C_{c 1} = (1) / (2 π \cdot 25 k Hz \cdot 10 k Ω) \cdot (f_{p}) / (f_{c}) \approx (1) / (2 π \cdot 25 k Hz \cdot 10 k Ω) \times 0.5 \approx 310 pF$

$R_{c} = (1) / (2 π \cdot 25 k Hz \cdot 310 pF) \approx 20 k Ω$

$C_{c 2} = (1) / (2 π \cdot 250 k Hz \cdot 20 k Ω) \approx 32 pF$

验证：用 LTspice 或 SIMPLIS 画 Bode 图，确认 PM > 60° @ 50 kHz。

实际设计工具：TI Webench、ADI LTPowerCAD 都可以自动生成补偿网络——手工设计现在很少。

Type III 补偿器——电压模式的必需

电压模式 Buck 的功率级在 $f_{0}$ 处相位掉 180°，Type II 的 90° 提升不够——必须用 Type III。

Type III 的四个额外参数：两个零点在 $f_{0}$ 附近（补偿 180° 相位损失），两个极点在 $f_{zesr}$ 附近（抑制高频噪声）。

结构：比 Type II 多一个 R-C 串联支路在反馈电阻上。

设计难度：比 Type II 复杂得多，不推荐手工设计——必须用工具。

本质一句话：电压模式用 Type III，PCM 用 Type II；补偿器设计的核心是相位裕度 > 45°，交越频率 ≈ $f_{s w}$ /5 ～ $f_{s w}$ /10。

5. 峰值电流模式（PCM）与斜率补偿

PCM 是现代开关电源最常用的控制方式，因为它自带限流 + 简化补偿。但它有一个必须解决的问题：D > 50% 时的次谐波振荡。

次谐波振荡的物理机制

次谐波振荡只在 PCM 模式 + 占空比 > 50% 时出现——电流斜率方差被反馈环节放大,形成自激震荡。解法是注入"斜坡补偿"(slope compensation)的人造下降斜率。

在 PCM 模式下，每个开关周期内，电感电流上升到参考值 $I_{re f}$ ，然后比较器触发关断。下一个周期再重新上升。

D > 50% 时扰动随周期放大，形成 $f_{s w}$ /2 次谐波振荡——输出纹波剧增。

D < 50% 时扰动自然衰减——没问题。

斜率补偿

解决方法：在参考电流 $I_{re f}$ 上叠加一个下降斜率 $S_{e}$ 。

$I_{re f}, co m p (t) = I_{re f} - S_{e} \cdot t$ 物理作用：扰动不再"向后继承"，因为参考本身也在下降。扰动随周期减小。

最小斜率补偿（推导从稳定性条件得到）：

$S_{e} \geq 0.5 \cdot S_{n}$ 其中 $S_{n}$ 是电感电流的下降斜率 = $V_{o u t}$ /L。

100% 补偿（ $S_{e}$ = $S_{n}$ ）：彻底消除次谐波，对任何 D 都稳定。

实务：推荐 $S_{e}$ = 0.5 ～ 1 × $S_{n}$ ，取 $S_{e}$ = $S_{n}$ 最保守。

举例

Buck Converter： $V_{o u t}$ = 5 V，L = 10 μH， $f_{s w}$ = 200 kHz，D = 60%。

电感下降斜率：

$S_{n} = V_{o u t} / L = 5 V /10 μ H = 0.5 A / μ s$ 最小斜率补偿：

$S_{e} \geq 0.5 \times 0.5 = 0.25 A / μ s$ 实用取值： $S_{e}$ = 0.5 A/μs（100% 补偿，最安全）。

不加斜率补偿的后果：200 kHz 下出现 100 kHz 次谐波，输出纹波从目标的 50 mV 变成 200+ mV，控制失灵。

现代 PCM 芯片

大多数现代 PCM 控制器（TI UCC389x、UC3842、Analog Devices LT3798 等）内部已集成斜率补偿。使用时只需按数据手册推荐的电感值和开关频率，无需手工算斜率。

检查方法：数据手册会告诉你"最大占空比 $D_{ma x}$ " —— 如果 $D_{ma x}$ > 50%，说明内部已有斜率补偿。

本质一句话：PCM 在 D > 50% 时天然不稳定，需要斜率补偿 $S_{e}$ ≥ 0.5 × $S_{n}$ ；现代集成 PCM 控制器都内置斜率补偿，不用手工算。

6. 负载调整率、线性调整率与瞬态响应

电源的质量不只是"输出电压对不对"，还包括它对扰动的响应。

三个关键指标

1 负载调整率（Load Regulation）

$Δ V_{o u t} /Δ I_{o u t} (单位 mV / A 或 %)$ 稳态下，负载电流变化引起的输出电压变化。数值越小越好。典型 LDO 约 0.01 %/mA，开关电源约 0.1 %/A。

2 线性调整率（Line Regulation）

$Δ V_{o u t} /Δ V_{in} (单位 %/ V 或 mV / V)$ 稳态下，输入电压变化引起的输出电压变化。LDO 约 0.01 %/V，开关电源约 0.1 %/V。

3 瞬态响应（Load Transient Response）

动态性能：当负载突然从 0 跳到 1 A，输出电压的暂时下冲多少，多久恢复。

$瞬态下冲 = (I_{s t e p}) / (2 π \cdot f_{c} \cdot C_{o u t})$

$恢复时间 \approx (1) / (2 π \cdot f_{c})$

交越频率 $f_{c}$ 越高，瞬态响应越快。这就是为什么电源设计追求高带宽——不只是精度，也是响应速度。

实测方法：用电子负载产生阶跃负载（如 500 ns 上升沿，0 → 1 A），示波器测输出。

现代 COT 控制——为什么快

恒定导通时间（COT, Constant On-Time）控制：每个开关周期的 on-time 固定，off-time 由输出电压反馈决定。结构极简，瞬态响应极快（几个开关周期恢复）。

TI TPS5xxx 系列、Analog Devices LTC3854 等是 COT 代表。笔记本电脑 CPU 电源几乎都用 COT——因为 CPU 负载阶跃变化快。

7. 电源失效模式图谱

电源失效多源于环路不稳和元件老化——下表把常见失效与对策列出,FMEA 起点参考。

失效模式	根因	对策
LDO 振荡	输出电容ESR不对	换无ESR约束现代LDO
LDO 过热	大压差×大电流	换大封装或改DC/DC
开关电源振荡	补偿器PM不够	重设计补偿; 降带宽
次谐波振荡	PCM D>50%无斜率补偿	加斜率补偿
输出欠压	输入掉电; 负载超限	确认工作点
输出过压	反馈环路断开	检查反馈电阻
开机过冲	软启动不足	增大软启动电容
负载瞬态下冲	交越频率太低	提高f_c; 增大C_out
效率低	器件/磁性元件损耗大	重新选型
EMI超标	SW节点大; 布局差	见EMC页
电荷泵输出跌	R_out大; 负载能力不足	换开关电源
纹波大	C_out容量/ESR不够	低ESR陶瓷; 增容量

8. TI 应用笔记导航

TI 应用笔记按前缀分类组织——SLVA(电源)、SLUA(隔离)、SBOA(运放)等。掌握前缀含义可以快速找到对应主题的官方文档,新人入门必备。

前缀	主要内容
slva4xx	电池充电; Buck-Boost
slva7xx	LDO设计; 线性稳压器
slva9xx	Boost升压变换器
slvae3x/5xx	低功耗DC/DC
slyp6xx/7xx	具体器件应用设计
slyt	技术文章Power Design

TI 的电源应用笔记体系庞大但按编号有规律（见表格）。

找特定内容：

LDO 稳定性 → slva7xx
Buck EMI 优化 → slyt 或 An Engineer's Guide to Low EMI in DC/DC
具体芯片（TPS54xxx）→ slyp 对应编号
环路补偿 → AC Analysis of Peak Current Mode Controlled Buck Converter

核心要点

三种电源技术：LDO（简单低噪声，效率 = $V_{o u t}$ / $V_{in}$ ）、电荷泵（无磁芯，小功率）、开关电源（高效率，需补偿器）—— 选型的核心是"压差 × 电流"和"效率 vs 简单性"的权衡。
LDO 热陷阱：压差 × 电流 > 0.5 W 就应考虑 DC/DC，否则小封装热失控。
现代 LDO 无 ESR 约束 —— 直接用陶瓷电容；老式 LDO 需要特定 ESR 范围才稳定。
LDO 的 PSRR 强频率依赖 —— 对开关电源纹波（100 kHz+）抑制有限，精密应用需要专用低噪声 LDO（LT3045 等）。
电荷泵用飞跨电容搬运电荷，无电感，输出阻抗 ≈ $R_{o n}$ + 1/( $f_{s w}$ · $C_{f l y}$ )；适合小功率升压/负压。
开关电源补偿器：Type I（无提升）、Type II（+90°，PCM 单极点）、Type III（+180°，电压模式双极点）。
PCM 的 D > 50% 需要斜率补偿， $S_{e}$ ≥ 0.5 × $S_{n}$ ；现代 PCM 芯片内置。
环路目标： $f_{c}$ ≈ $f_{s w}$ /5 ～ $f_{s w}$ /10，PM > 45°，GM > 6 dB。
瞬态响应 ∝ 1/ $f_{c}$ ：高带宽 = 快响应，但也意味着更严的稳定性要求。
现代设计工具（Webench、LTPowerCAD、SIMPLIS）自动生成补偿网络——手工设计已过时。

Cross-references

← 索引
功率电子学（Power Electronics） — 拓扑、伏秒平衡、磁性元件
运算放大器与模拟设计 — 误差放大器与补偿器的电路基础
MOSFET 技术 — 同步整流 MOSFET 选型
热管理（Thermal Management） — LDO 热陷阱和散热
EMC 与绝缘配合 — 开关电源 EMI 抑制
电路仿真工具 — SIMPLIS、LTspice 用于补偿器设计
ADC 与混合信号设计 — $V_{REF}$ 低噪声供电与 LDO PSRR
Automotive Auxiliary Power Supply DC-DC Converters
比较器与信号调理（Comparator & Signal Conditioning）
失效模式综合速查表（FMEA Quick Reference）
隔离技术（Isolation Technology）
SBC / 伴随 IC（System Basis Chip）