PFC 功率因数校正 — 拓扑代际、控制策略与 EV 主流方案

最简单的 AC-DC:二极管桥 + 大电解电容。但是电容只在 |Vac| > Vcap 时充电——也就是输入电压接近峰值的窄窗口内。这导致输入电流是短而高的尖脉冲,而不是与电压同相的正弦。

后果:

• PF(功率因数)≈ 0.5-0.7:电网必须输送比有功更大的视在功率
• THD(总谐波失真)> 100%:大量 3/5/7 次谐波回灌电网
• 变压器 / 配电系统过载:实际有功 1 kW 设备视在功率 1.5-2 kVA

强制要求 PFC 的法规:

• IEC 61000-3-2(国际)/ GB 17625.1(国标):每次谐波电流 ≤ 限值。Class C(照明)和 Class D(P > 75W 的设备)最严
• EN 50561-1(电力线通信):限制 30 kHz - 30 MHz 谐波
• 服务器 80 PLUS:Titanium 级要求 PF ≥ 0.95 @ 50% 负载

EV OBC 入网必过 IEC 61000-3-2 + 国标 GB/T 18487.1。

这一节先把“Boost PFC(传统 Si)”对应的对象关系说清，后面的结构块用于快速定位各部分之间的连接。

AC -> 桥式整流 -> L -> SW(MOS) -> Cbus
                       \-> D -> Cbus

• 整流桥(4 个二极管)+ Boost 级(L + Si MOSFET + 快恢复二极管 + Cbus)
• 优点:简单成熟,控制 IC 一大堆(L4981 / NCP1654 / UCC28019)
• 缺点:整流桥永远导通损耗(2 个二极管始终在路径上,2 × Vf × Iin)
• 效率上限:96-97% @ 1-3 kW
• 功率适用:75 W - 3 kW(再大就 Bridgeless / Interleaved)

去掉整流桥,用 2 个 MOSFET + 2 个 diode 替代,正负半周分别工作。优点效率高 1-2%,但共模 EMI 差(L 不再"接地"在桥后,而是悬浮)。

现在 Bridgeless 已被 Totem-Pole 完全替代——后者效率更高 EMI 更好。

两个高频臂(GaN/SiC,fast)+ 两个工频臂(Si MOSFET 同步整流,slow),共 4 个开关:

• 高频臂(SW1/SW2): GaN 或 SiC,fsw = 100-300 kHz
• 工频臂(SW3/SW4): Si MOSFET,fsw = 50/60 Hz(与电网同频),做同步整流
• 优点:99% 效率(去掉了整流桥的二极管 Vf 损耗)
• 缺点:Si MOSFET 反向恢复时间长 → 桥臂直通风险高 → 必须用 GaN(Qrr ≈ 0)
• 功率适用:3-6.6 kW 单相(EV OBC 主流)

为什么 Totem-Pole 必须 GaN?

Si MOSFET 体二极管反向恢复时间(trr)= 200-500 ns,在硬开关 PFC 中这段时间内桥臂 short → 失败。SiC MOSFET trr = 30-50 ns,能用但贵。GaN trr ≈ 0(横向器件无体二极管,反向导通是沟道导电),完美适合 Totem-Pole。

三相 PFC 的主流:3 个 boost 单元共享中点电容,每相 1 个开关 + 4 个二极管。

• 优点:开关只需承受 Vbus/2 → 用 650V Si MOSFET 可承受 800V 母线
• 缺点:中点电压控制难度高,需要平衡环
• 功率适用:11-22 kW 三相 OBC(EV 慢充上限)

这一节先把“三模式定义”的判断维度收拢到同一视图里，后面的表格用于横向比较各选项的边界。

CCM:电流纹波小 → EMI 滤波器小 → 主流功率级首选。需要平均电流模式控制(ACMC)或峰值电流模式(PCMC)。代表 IC: UCC28180 / NCP1654 / L4981。

CrM(boundary mode):电流过零自动检测开关 → ZVS → 效率高(轻载)。但 fsw 变化(50 kHz - 500 kHz),EMI 难压。代表 IC: L6562 / NCP1611 / UCC28051。

DCM:仅低功率反激代用。

这一节先把“控制结构”对应的对象关系说清，后面的结构块用于快速定位各部分之间的连接。

• 外环(电压环):控制母线电压 Vbus,带宽 10-20 Hz(必须低于电网 100/120 Hz 二次纹波)
• 内环(电流环):让电感电流跟踪 Iref(t) = Iamp · sin(ωt) · Vac/Vpeak,带宽 5-10 kHz

这一节先给出“关键设计要点”需要同时考虑的几个判断点，后面的条目按工程优先级展开。

1. 电压环带宽 < 20 Hz:否则二次纹波(100/120 Hz)被环路抵消 → 电流参考被调制 → THD 恶化
2. 电流环带宽 5-10 kHz:跟踪 50/60 Hz 正弦 + 必要的开关谐波抑制
3. 前馈 V_rms²:让 Iref 幅度与负载功率成正比,而非随 Vac 变化
4. 电感电流采样:CCM 用平均值(滤波)/峰值(PCMC),CrM 用过零检测

PFC 母线电压必须 > sqrt(2) · V_ac_max(峰值整流电压上),否则 boost 失败。

• 单相 230V AC: Vbus = 380-400 V
• 单相 110V AC(美): Vbus = 200-380 V(宽输入)
• 三相 380V AC: Vbus = 700-800 V(EV OBC 用 800V)

电流纹波 ΔI_L = 20-40% 平均电流(纹波小 → 电感大 → 体积大)。CCM 模式:

D 在峰值附近最小,所以电感设计在 Vac 峰值取最严。

电容承担 100/120 Hz 二次纹波 + holdup time(掉电后维持电压若干 ms):

典型:6.6 kW @ 20 ms holdup → 2200 µF / 450V 电解。

冷启动瞬间 Vbus = 0,GaN 桥臂相当于二极管整流,整流瞬间充电电流 > 100 A——必须有软启动 NTC + 旁路继电器或预充电路。

单相输入功率 P(t) = Vac · Iac · sin²(ωt) = V·I·(1-cos(2ωt))/2,100/120 Hz 二次纹波是物理本质,无法消除。只能由母线电容承担。如果电压环带宽过高,会试图"消除"这个纹波,反而恶化 THD。

GaN 反向导通(无体二极管,沟道导电)压降 = V_GS_off + Vth(典型 2-3V),比 Si MOSFET 体二极管 0.7V 高 2-4V。所以 Totem-Pole 死区时间必须极短(< 50 ns),否则反向导通损耗显著。

三相 Vienna 中点电容 Cmid 电压会因为不平衡负载漂移。控制算法必须包含中点平衡环(注入零序分量),否则上下电容电压发散 → 一边过压损坏。