三相逆变器调制策略 — SPWM / SVPWM / DPWM 与死区补偿

三相目标电压 Va*, Vb*, Vc* 与三角载波 Vtri 比较:

• Va* > Vtri → 上管 ON
• Va* < Vtri → 下管 ON

线性区(无饱和)最大相电压幅值:

线电压基波幅值:

意味着 800V 母线 SPWM 只能输出 693V 线电压基波,剩余 107V 浪费。

这一节先给出“SPWM 优缺”需要同时考虑的几个判断点，后面的条目按工程优先级展开。

• 优点:简单,数字实现直接
• 缺点:母线利用率仅 86.6%,EV 主驱 / 大电机不可接受
• 现状:仅低成本 V/f 控制(如风扇变频器)还用,主驱已经全 SVPWM/DPWM

3 个桥臂上下管 6 个组合 + 2 个全零状态,共 8 个矢量:

6 个非零矢量在 αβ 平面构成正六边形,每个相邻矢量夹角 60°。

目标矢量 Vref = |Vref| · ∠θ 落在某扇区(1-6),由相邻两个非零矢量 Vn, Vn+1 + 零矢量合成:

其中 Tn + Tn+1 + T0 = Ts(开关周期)。

作用时间:

θ' = θ - (n-1) · 60°,扇区内角度。

SVPWM 线性区最大幅值在六边形内切圆:

线电压基波幅值:

母线利用率从 0.866 提升到 1.0 → +15.5%——这是 SVPWM 优于 SPWM 的根本动机。

数学等效:在 SPWM 的三相调制波上注入 1/6 幅值的三次谐波,效果等同 SVPWM。这是因为三次谐波在线电压中相互抵消(共模),只压低相电压峰值,留出更多母线空间给基波。

SVPWM 一个开关周期内 6 个开关都动作(每周期 6 次开关动作)。DPWM 在某些时段保持某相不切换(钳到 + 或 -),减少开关动作 1/3。

经典分类(不同钳位策略):

钳位时段(30%-50% 周期)开关不动作,开关损耗 ↓ ~33%。

实际效果:同样 fsw 下 DPWM1 比 SVPWM 损耗低 30%,或同样损耗下 fsw 提高 50%(EMI / 噪声更优)。

这里先把代价和失效边界摆出来，避免只看到局部收益而忽略系统级约束。

• THD 略高(比 SVPWM 多 10-20%)
• 控制实现复杂
• 钳位区域选择必须与负载功率因数匹配,否则反而增大损耗

EV 主驱默认 DPWM1(高功率因数),工业变频器多用 SVPWM(简单稳定)。

桥臂上下管不能同时导通,必须插入死区 tdt(典型 1-3 µs SiC, 2-5 µs IGBT)。死区内:

• 电流方向决定 V_phase 极性:
  • I_phase > 0 → 下管体二极管导通 → V_phase = -Vdc/2
  • I_phase < 0 → 上管体二极管导通 → V_phase = +Vdc/2

死区内输出电压由电流极性"翻转",每个开关周期丢失 Vloss · tdt 伏秒:

例:fsw = 10 kHz, tdt = 3 µs, Vdc = 800V → Vloss = 24V × sign(I)。

这一节先给出“影响”需要同时考虑的几个判断点，后面的条目按工程优先级展开。

1. 基波幅值降低(轻负载更明显)
2. 5/7 次谐波恶化(电流过零处波形畸变)
3. 电流过零钝化——电机低速大转矩时震动 / 噪声增大

主流补偿方法:

• 开环前馈:检测电流极性,在 PWM 上加一个反向脉冲补偿伏秒丢失(简单)
• 闭环补偿:由电流环检测 5/7 次谐波,反向注入(精确,但延迟)
• 平均值补偿:补偿 tdt × sign(I) × Vdc(主流,集成在 PWM 模块如 TI 的 EPWM)

这一节先说明“调制比 M”为什么需要形式化表达，后面的公式用于把变量关系明确写出来。

• M ≤ 1: 线性区(SVPWM 内切圆)
• 1 < M < 1.103: 过调制 1 区(目标矢量出内切圆但在六边形内)
• 1.103 ≤ M < 1.273: 过调制 2 区(目标矢量在六边形外)
• M = 1.273: 方波(每相 180° 方波,基波幅值 = 4V_dc/π)

1 区:目标矢量超出内切圆但在六边形内,饱和作用时间(Tn + Tn+1 = Ts,T0 = 0),引入低次谐波。

2 区:目标矢量在六边形外,只能合成最近的非零矢量 → 平移目标到六边形边缘,保持角度但损失幅值。

方波:每相 180° 方波,THD 急升,但电压幅值最大——EV 主驱最高速场景(高于额定速 30%-50%)进入方波。

这一节先给出“EV 主驱过调制策略”需要同时考虑的几个判断点，后面的条目按工程优先级展开。

• 0-基速:线性区(SVPWM/DPWM1)
• 基速-1.2× 基速:过调制 1 区(磁场弱化 + 调制饱和)

• 1.2× 基速:过调制 2 区 / 方波(纯弱磁,效率下降但能跑)

这一节先说明“共模电压定义”为什么需要形式化表达，后面的公式用于把变量关系明确写出来。

理想三相对称,CMV = 0。但 PWM 调制每个状态对应不同 CMV:

• V0 (000): -Vdc/2
• V1-V6 (单管 ON 状态): -Vdc/6 或 +Vdc/6
• V7 (111): +Vdc/2

SVPWM 一个周期 CMV 在 ±Vdc/2 之间跳跃 → dV/dt 高 → 轴电压 / 轴承腐蚀 + EMI 严重。

某些"低 CMV 调制"(NSPWM / RSPWM)避开 V0 / V7 → CMV 限制在 ±Vdc/6 → 轴承腐蚀 + EMI 大幅改善。

代价:THD 略升 + 调制范围缩小。EV 主驱在轴承腐蚀严重的应用(高速电机)用 NSPWM。

死区补偿基于电流极性,但电流过零检测有误差(噪声 / 滞后)→ 过补偿反而注入新谐波。实务:5%-10% 余量 + 闭环精修。

SiC 开关速度快(< 50 ns),死区可降到 200-500 ns,但反向恢复 + 振荡 仍要求最低 100 ns 死区。EV 主驱 SiC 死区 200-500 ns 是主流。

fsw ↓ → 开关损耗 ↓ + 电机铁损 ↑(谐波)+ EMI ↑; fsw ↑ → 开关损耗 ↑ + 电机铁损 ↓ + EMI ↓ + 噪声 ↓

EV 主驱:Si IGBT 4-10 kHz,SiC MOSFET 10-30 kHz。

过调制时 Vd / Vq 解耦不完美(因为饱和),需要电压前馈 + 抗饱和环节(anti-windup)。