MOSFET Gate Charge 与开关时间 — 用 datasheet 三参数算

Vgs 从 0 上升到 Vgp(Miller plateau voltage),驱动电流主要进入 Cgs,因为此时 Vds 不变,Cgd 两端电压不变、没有充电需求。这一段内部又分两小步:

• $Vgs:0\to VTH$:MOSFET 完全截止,$IDS=0$,$VDS$ 保持 full bus。这是纯延时,没有任何电流/电压变化。
• $Vgs:VTH\to Vgp$:MOSFET 进入 saturation 区,$IDS$ 由 $gfs(Vgs-VTH)$ 决定,随 Vgs 上升到 load current。

总电荷 $QGS\approx Ciss\times Vgp$。SCT3080AL datasheet 直接给 $QGS=10\text{nC}$(测于 $VDS=300\text{V}$, $IDS=10\text{A}$, $VGS=18\text{V}$)。

Vgs 不再上升(挂在 Vgp),因为 MOSFET 在 saturation 区,Vgs 决定 IDS,而 IDS 已经等于 load current,不需要更大的 Vgs。此时所有驱动电流都流入 Cgd 给 Miller 电容充电,结果是 Vds 下降。

$QGD$ 段是 switching loss 的主战场:此时 Vds 还在数十/数百伏,IDS 已经是 full load,瞬时功率 $Ploss=VDS\cdot IDS$ 极大。这段有多长,由 $QGD$ 除以 Miller 驱动电流 $(VGS-Vgp)/RG$ 决定 —— 这就是 tvf 公式的物理内核。SCT3080AL 的 $QGD=25\text{nC}$,占总 $QG=48\text{nC}$ 的 52%,是个很"胖"的 Miller 段。

Vds 已经跌到 $RDSon\cdot IDS$,Vgs 继续从 Vgp 升到驱动电压 VGS,把沟道进一步增强,使 RDSon 降到 datasheet 标称值。这一段对开关损耗贡献小(Vds 已经很低),但对 conduction loss 重要:Vgs 不够高时 RDSon 比标称值大 2-3 倍。SiC 尤其如此 —— SCT3080AL 的 80 mΩ 是在 $VGS=18\text{V}$ 测的,datasheet 明确警告 VGS 低于 13V 会因 RDSon 劣化导致热失控。

驱动电流指数充电 Ciss,IDS 仍为 0,VDS 仍为 full。这是 turn-on delay,对应 datasheet td(on) 的主体。栅压 $Vgs(t)=VGS(1-e^{-t/(RGCiss)})$,达到 VTH 时:

MOSFET 进入 saturation,IDS 由 $gfs(Vgs-VTH)$ 决定,Vgs 上升即 IDS 上升。栅压继续按同一 RC 充,从 VTH 走到 Vgp:

VDS 仍维持 full bus —— 这就是为什么阻性负载的 turn-on 损耗一半发生在这阶段(电流已满、电压未落)。

Vgs 维持 Vgp 不变,所有驱动电流 $IG=(VGS-Vgp)/RG$ 流入 Cgd。Cgd 两端电压等于 VDS,而 Cgd 是 VDS 的强非线性函数(电压越低 Cgd 越大),所以绝不能直接用 Cgd 标称值算时间。AN608A 的关键技巧:用 datasheet 的 QGD 除以它的测试电压 VDSd,得到一个"等效平均 Cgd",再按实际工况电压 VDS 缩放:

其中 VDS 是实际母线电压,VDSd 是 datasheet 测 QGD 时的电压(SCT3080AL 为 300V)。当 VDS = VDSd 时该式退化为最朴素的 $tvf=RG\cdot QGD/(VGS-Vgp)$。

datasheet 用示波器 90%/10% 阈值定义的开关时间,与公式分段的对应关系如下。掌握它才能拿实测数字反推/校准公式。

• $td(on)\approx t1+tir$(delay 延到 Miller 平台起点:tir 期间 VDS 仍钳在满母线、未跌)
• $tr\approx tvf$(rise time = Miller 平台的 VDS 下降段;tir≪tvf 常可忽略)
• 总 turn-on 时间 $Ton=t1+tir+tvf$

关断从 VGS 放电到 VGSoff,栅压 $Vgs(t)=VGSoff+(VGS-VGSoff)e^{-t/(RGCiss)}$。三段镜像 turn-on,把 VGSoff 代入(0V 关断时取 0,负压关断时取负值):

Miller 段的不对称是个大坑:turn-on 的 Miller 驱动电流是 $(VGS-Vgp)/RG$(用满驱动电压),turn-off 只有 $(Vgp-VGSoff)/RG$。若 VGSoff = 0 且 Vgp 又不低(SiC 常见),关断 Miller 电流远小于开通,tvr 会比 tvf 慢很多(见 §4.3 实例)。这也是负压关断能同时加快关断的物理原因:VGSoff 取负值把分母 $(Vgp-VGSoff)$ 放大。图中公式取 VGSoff = 0 的简化形。

阻性/钳位感性负载下,单次开关损耗来自 Vds 与 Id 三角形交叠区,只有电流上升(tir)+ 电压下降(tvf)以及关断的电压上升(tvr)+ 电流下降(tif)这四段有交叠:

以下全部取自 Rohm SCT3080AL 数据手册电气特性表,已核对(替换掉早期草稿里 41A/1400pF/12nC 等错值)。

导出 Vgp:用跨导近似,$Vgp\approx VTH+IL/gfs$。VTH 无 typ,取规格中值 4.0V 作代表;gfs 用 10A 处的 3.8 S(15A 时实际略大,故这里是偏保守的偏高估计):

这个约 8V 的 plateau(Si 同级只有 5-6V)正是 SiC 低 gfs 的直接后果,也解释了为何 SiC 用 18V 驱动才有足够过驱动余量。

驱动电阻:开通加 $RGext=2\Omega$ → $RGon=RGint+2=15\Omega$;关断走 $RGext=0\Omega$ → $RGoff=RGint=13\Omega$。关断取 VGSoff = 0V(datasheet 推荐;绝对最大只到 −4V,不能用 −5V,详见 §5)。

代入 $RGon=15\Omega$, $Ciss=571\text{pF}$($RGonCiss=8.57\text{ns}$), $VGS=18\text{V}$, $VTH=4.0\text{V}$, $Vgp=8.0\text{V}$, $QGD=25\text{nC}$, $VDSd=300\text{V}$, $VDS=400\text{V}$。

turn-on 被 Miller 段 tvf 完全主导 —— 因为 QGD 胖(25nC)、母线高(400V)。想更快只能减小 RGon 或降 VDS。

代入 $RGoff=13\Omega$($RGoffCiss=7.42\text{ns}$), VGSoff = 0V:

注意 tvr(54ns)比 tvf(50ns)还慢,尽管 RGoff 更小 —— 因为 0V 关断的 Miller 电流只有 $(Vgp-0)/RG=8/13=0.62\text{A}$,而开通是 $(18-8)/15=0.67\text{A}$,更要命的是把整段 Vds 摆到 400V 靠这点电流很慢。

对回 datasheet 校准:把公式代到 datasheet 的原生条件(VDS=300V, IL=10A → Vgp≈6.6V, RG=13Ω, VGSoff=0),算 tvf 与 tvr:

• $tvfchk=13\times \frac{25\text{n}}{300}\times \frac{300}{18-6.6}\approx 28.5\text{ns}$ vs datasheet $tr=26\text{ns}$ —— 吻合(+10%)。
• $tvrchk=13\times \frac{25\text{n}}{300}\times \frac{300}{6.6-0}\approx 49\text{ns}$ vs datasheet $tf=16\text{ns}$ —— 公式高估 3 倍。

结论:AN608A 解析式对 turn-on 追踪得很准,但对 0V 关断的 Vds 上升(tvr)系统性高估,因为真实关断时 Vds 上升会被 Coss 充电、di/dt 感应等机制加速,而"恒定小 Miller 电流"模型抓不到。所以损耗预算不能用解析 tvr,要用 datasheet 的 Eoff。

datasheet 实测 @300V/10A/RG=13Ω:$Eon=41\mu \text{J}$(含 Qrr)、$Eoff=15\mu \text{J}$。开关能量随 Vds 与 Id 近似线性(交叠面积 ∝ V·I),缩放到 400V/15A,缩放因子 $\frac{400}{300}\times \frac{15}{10}=2.0$:

对照解析法:用 §4.2/4.3 的解析时间代 $\frac{1}{2}VIt$,得 $Eon\approx \frac{1}{2}\cdot 400\cdot 15\cdot (2.9+50)\text{n}\approx 158\mu \text{J}$、$Eoff\approx \frac{1}{2}\cdot 400\cdot 15\cdot (54+5.1)\text{n}\approx 178\mu \text{J}$,合计 336 µJ → 16.8 W/switch,是 datasheet 法的 2.7 倍。这就是 §3.2 警告的系统性高估,实证一次。以 6.2 W/switch 为准。

把开关损耗接到导通损耗和封装热阻,验证器件不会热崩。假设该管做升压臂、$D\approx 0.5$,则 $Irms=IL\sqrt{D}=15\sqrt{0.5}\approx 10.6\text{A}$,导通电阻用 150°C 的 115 mΩ。

结论:19W 耗散、Tj≈106°C,有约 70°C 余量,设计可行。此工况下导通损耗(12.9W)大于开关损耗(6.2W),因为 50kHz 偏低且电流接近器件额定;把 fsw 推到 100-200kHz 或降载,开关损耗才会反超。SCT3080AL 的 48nC 小 QG + 1.4A 峰值驱动,印证 datasheet "simple to drive" 的定位。

同电压/电流等级下,SiC 相对 Si 超结的差别集中在输入电容、跨导、驱动电压和体二极管四处,下表逐项对比(SiC 列全部为 SCT3080AL datasheet 实测值,Si 列为典型范围)。

早期草稿把三条"SiC 常识"当普适规律,SCT3080AL 的 datasheet 直接打脸,这里逐条更正 —— 因为工程判断依赖这些数,错了会级联误设计。

• 神话 A:"SiC Miller 比 QGD/QG 只有 20-25%,所以开关比 Si 快很多"。SCT3080AL 实测 25/48 = 52%,和 Si 超结同级。SiC 快的真正来源是小 Ciss(571pF)和高 dV/dt 能力,不是小 Miller 比。Miller 段仍然是它最慢、损耗最集中的一段。
• 神话 B:"SiC 必须负压关断(−5V)"。这是早期低 VTH SiC(如第一代 Wolfspeed)的做法。SCT3080AL 的 VGSS 绝对最大是 −4V,推荐关断电压就是 0V,因为 3 代 SiC 把 VTH 抬到了 2.7V min。用 −5V 反而超出绝对最大额定。负压(−2 ~ −4V,守住 −4V 上限)只在 cross-talk 严重的高 dV/dt 布局里选用,不是强制。
• 神话 C:"SiC body diode Qrr ≈ 0"。SCT3080AL 实测 Qrr = 53 nC,不是零 —— 只是比 Si 超结体二极管(µC 量级)小 1-2 个数量级。桥臂损耗建模里这 53nC 仍要计(datasheet Eon 已含它)。

对侧开关高 dV/dt 拉高开关节点,通过 Cgd 向本侧栅极灌入位移电流 $Igd=Crss\cdot dVds/dt$。若本侧关断驱动阻抗为 RGoff、钳到 VGSoff,则栅极被顶起的动态电压近似:

代 SCT3080AL:$Crss=19\text{pF}$、$RGoff=13\Omega$、$dVds/dt=20\text{kV/}\mu \text{s}$:

这个 ~4.9V 的尖峰在 0V 关断下会顶到 4.9V,超过 VTH min(2.7V) → 有误开通(shoot-through)风险。三条应对:① 减慢对侧 dV/dt(加大对侧 RGon);② 用小负压关断(−2 ~ −4V,把误开通门槛抬到 VTH+|VGSoff|);③ 用有源米勒钳位(关断后把栅极硬拉到 VGSoff 的低阻通道)。ROHM 3 代靠较高 VTH + 13Ω 内阻缓解,但高 dV/dt 布局仍需红队核这条。

datasheet 用极小 Rg(甚至 0Ω 外阻)测最快开关速度,实际设计中 RGext 常选几 Ω 到几十 Ω,以限制 EMI、dV/dt 和体二极管反向恢复 di/dt。公式仍有效,只需代入真实 $RG=RGint+RGext$。详见 topic-mosfet-rg-selection。

datasheet td/tr 用阻性 RL,实际 motor/inverter 是感性。turn-on 时续流二极管导通期间 VDS 被钳在满母线,IDS 先升到 IL、二极管反向恢复后 VDS 才降(电流先升、电压后降,与阻性公式同序)。turn-on 损耗大(Qrr 抬高电流峰值)。用 double-pulse 实测才准,详见 topic-mosfet-double-pulse-test。

若峰值需求 $IGpk=(VGS-VGSoff)/RG$ 超过驱动 IC 输出能力,driver 进入电流限制,实际开关时间由 driver 输出电流决定,不再是 RG·Ciss 时间常数。大 QG 的 SiC 模块或并联多管场景,峰值驱动电流 5-15A 常见 —— 驱动 IC 选型必须按 §4.5 验证。SCT3080AL 单管仅需 ~1.4A,不受限。

封装引线 + PCB trace 引入源极电感 Lsrc(TO-247 传统 3 脚约 5-15 nH)。开关瞬间产生 $Vsrc=Lsrc\cdot dIDS/dt$,抵消部分 VGS、自动慢化 di/dt:

SiC @ 高 di/dt 时这项极毒:$Lsrc=5\text{nH}$、$dIDS/dt=20\text{A/ns}$ → $Vsrc=100\text{V}$,等于凭空串了巨大反向栅压。解决方案是 Kelvin source 引脚(TO-247-4L / TO-263-7L),把驱动参考点从功率源极独立出来。现代 SiC(ROHM 4 代、Wolfspeed C3M)几乎都标配 Kelvin。