LLC 谐振变换器 — 半桥 LLC 设计要素

只有 Lr + Cr 谐振:

• 轻载 ZVS 极难(电感电流不够维持电压翻转)
• 频率变化大(增益曲线陡)
• 短路/空载行为差

加入励磁电感 Lm(变压器主磁通,远小于普通变压器):

• 轻载下 Lm 仍流过磁化电流 Im(图 4)→ 维持 ZVS 条件
• 两个谐振点 fr1(满载主)+ fr2(轻载副)→ 增益曲线平缓
• 自动短路保护(过载时频率上升,增益下降)

LLC 三大块(图 3):

1. 方波发生器(square wave generator):半桥或全桥,Q1/Q2 50% 互补 → Vd
2. 谐振网络(resonant tank):Cr + 漏感 Llkp + 励磁 Lm + (反射的)Llks
3. 整流网络(rectifier):中心抽头或全桥 + 输出电容滤波

谐振网络滤掉高次谐波,只有方波 Vd 的基波传到输出。这是 LLC 分析的简化基石。

整流器输入(初级反射)电压 VRI 是方波(±Vo),其基波:

整流器输入电流 Iac 是正弦(初级谐振电流的反射):

基波等效阻抗:

考虑变压器变比 n = Np/Ns,初级反射:

最终增益(简化形式,假定 Llkp = n²Llks):

其中:

• $k=Lm/Llkp$ — 励磁电感/漏感比(典型 4-10)
• $Q=\sqrt{Lr/Cr}/Rac$ — 谐振品质因数
• ${\omega }_o=1/\sqrt{LrCr}$ — 主谐振 fr1
• ${\omega }_p=1/\sqrt{LpCr}$,$Lp=Lm+Llkp$ — 副谐振 fr2

fr1 处增益与负载 Q 无关:

例 k = 5:M @ fr1 = 1.2。意味着设计在 fr1 工作时增益固定,负载变化只改变工作频率不改变 Vo → 控制简单。

给定:Vin 范围 / Vo / 功率 / fsw 工作点。

计算:

• Mmin = 2n·V_o_min / V_in_max
• Mmax = 2n·V_o_max / V_in_min
• 选 n(变比)使 M @ fr1 ≈ (Mmin + Mmax) / 2

k = Lm / Llkp:

• k 大(8-12) → 增益曲线平缓,频率敏感度低,但 Lm 大 → 磁化电流小 → 轻载 ZVS 难
• k 小(3-5) → 频率敏感度高,增益曲线陡,轻载 ZVS 易但满载效率低

Q:取决于负载,Qmax(满载)和 Qmin(轻载)各自决定增益曲线包络。

工程经验:k = 5-7,Qmax = 0.5-0.8。

给定 fr1(典型 100-150 kHz):

• Cr = 1/(2π fr1 · Q · Rac)
• Lr = 1/(ω_o² Cr)
• Llkp = Lr (考虑 n²Llks 等于 Llkp 的假设)
• Lm = k · Llkp

变压器(详见 辅助电源变压器设计):

• 计算磁通密度 Bmax(Lm 决定)
• 选磁芯材料 + 尺寸
• 设计绕组(初级 Np,次级 Ns,使变比 = n)

MOSFET(Q1/Q2):

• V_DS_max ≥ V_in_max + 浪涌余量 (典型 500-700V)
• I_D_RMS ≥ 谐振电流 RMS
• Coss 影响 ZVS 窗口

PSIM / LTspice 仿真:

• 全负载范围扫频 → 验证增益曲线
• 启动 / 短路 / 空载 行为
• 死区 + 体二极管反向恢复 ZVS 验证

如果控制环逻辑允许频率掉进 fr2 之下:

• 谐振电流变成超前(电容性)
• MOSFET turn-off 时电流不在零附近 → 失 ZVS
• 体二极管反向恢复 + 浪涌 → MOSFET VDS 超 BVDSS → 击穿

实务:控制环硬限频率上下限;启动时从高频开始向下扫(soft start)。

LLC 副边整流二极管损耗大(高频)→ 改用 SR(同步整流 MOSFET)。但 LLC 副边电流是正弦半波,SR 死区时机敏感:

• 太早关 → 反向电流(MOSFET 体二极管充)
• 太晚关 → 直通

需用专用 SR 控制器(检测 VDS 过零)或基于 VGS 关断的检测。

ZVS 窗口 = 死区时间。设短了 → ZVS 不完成 turn-on 过早;设长了 → 体二极管续流损耗。典型 100-300ns,需仿真确定。