PSFB 移相全桥 — ZVS 实现、控制时序与工程陷阱

功率级L4别名 PSFB · Phase-Shift Full Bridge · 移相全桥 · 移相控制 · ZVS Full Bridge · PSFB ZVS · PSFB 死区 · PSFB rectifier · PSFB clamping · PSFB current doubler · 更新 2026-07-08

本质与导读

本质 PSFB 拆开看只是一台隔离 buck:全桥原边把 Vin 斩成幅值 $\pm V in / n$ 的双极方波,副边整流 + 输出 LC 照旧做 buck,所以变比仍由输出电感伏秒平衡定死: $V o u t = (V in / n) \cdot D e f f$ 。真正的创新是叠加在死区里的一层软开关——用谐振电感 $L r$ (变压器漏感 Llk + 外加 shim 电感 LS)储的能给 MOSFET 输出电容 Coss 充放电,把硬开关 Full-Bridge 在 100kHz/几 kW 的 90-92% 效率拉到 95-96%。但这层 ZVS 有两条硬约束彼此对打:ZVS 要 $L r$ 大(能量 $\frac{1}{2} L r I p^{2}$ 够填 Coss),占空比丢失要 $L r$ 小( $Δ D \propto L r$ )—— $L r$ 就是这台机器的中心旋钮。轻载时 $I p$ 掉到谐振能量喂不满 Coss,滞后臂先丢 ZVS,这是 PSFB 的根本短板:负载稳定的服务器/工业/通信电源是它的主场,而全负载变化的 EV OBC 后级被全负载 ZVS 的 LLC 取代。

主线坐标:旁支 · 低压控制域 · ↑ 全景主线

1. 物理本质与两条对打的硬约束

先把 PSFB 到底在干嘛说透,再展开机制。把隔离变压器当成一个 $n : 1$ 的理想变压器,PSFB 的功率流其实分两层。

第一层——它就是 buck:原边全桥的两个中点之间跨着变压器原边,四管以移相方式开关,使副边整流后得到一个幅值 $V in / n$ 、有效占空比 $D e f f$ 的方波,再经输出电感 Lout + 输出电容 Cout 低通。这与 Buck 的母体完全同构:输出电感伏秒平衡一步定变比

V o u t = \frac{V in}{n} \cdot D e f f, n = \frac{N p}{N s}

移相角 $ϕ$ 只是用来调 $D e f f$ 的旋钮(见 §2)。所以 PSFB 的调节范围宽(0 到满占空)、控制是定频移相——这点和变频的 LLC 截然不同,也是它在宽输出电压场合仍不可替代的根。

第二层——死区里的 ZVS:全桥四管在每次桥臂换流前有一段死区 tdt(4 管全关)。这段时间里,原边电流 $I p$ 仍在谐振电感 $L r = L l k + L S$ 中流动,它给正要关断的管子的 Coss 充电、给正要开通的管子的 Coss 放电;当后者 Vds 谐振到 0、体二极管导通时再加栅压,就是零电压开通(ZVS),消掉了硬开关的 $\frac{1}{2} C oss V i n^{2} f$ 容性开通损耗 + 电流电压交叠损耗。

两条硬约束彼此对打(全页的主线张力):

ZVS 约束:谐振电感储能必须够填两个 Coss, $\frac{1}{2} L r I p^{2} \geq \frac{1}{2} (2 C oss) V i n^{2}$ → 要 $L r$ 大、 $I p$ 大(重载)。
占空比丢失约束: $L r$ 阻止原边电流瞬间换向,换向占掉时间 → $Δ D \propto L r \cdot I o u t$ → 要 $L r$ 小。

同一个 $L r$ ,ZVS 要它大、 $Δ D$ 要它小; $I p \propto$ 负载,轻载 ZVS 必然先崩。整台 PSFB 的设计就是在这个张力里找工作点——这也是为什么 §8 的 worked design 里 shim 电感 LS 的取值(26µH)是全设计最关键的一步。

2. 拓扑 + 移相驱动时序

拓扑是标准 H 桥:两条母线之间并两条桥臂,桥臂中点之间串变压器原边 + 谐振电感,副边整流 + LC 到输出。下图给出各部分连接关系,后文按此定位。

移相全桥原边拓扑:Vbus+ 与 Vbus- 两条母线之间并联两条桥臂——超前臂 QA(上)/QB(下),滞后臂 QC(上)/QD(下);两桥臂中点之间串入变压器原边绕组与谐振电感 Lr(漏感 Llk + shim 电感 LS),变压器副边经整流(SR)+ LC 滤波到 Vout;两臂移相 phi 控制有效占空比,利用 Lr + 输出电容 Coss 谐振实现 ZVS

副边接整流级(全桥 / 中心抽头 / 倍流,见 §5)+ 输出 LC 滤波。四管两两互补、各占空 50%,靠两桥臂之间的相位差而非占空比来调功率:

一臂(TI 记 OUTA/OUTB) 作参考,50% 方波;
另一臂(OUTC/OUTD) 相对参考臂移相 $ϕ$ ,50% 方波。

对角管的重叠时间决定功率传输:移相角 $ϕ \in [0, π]$ , $ϕ = 0$ 时对角对管完全同通(最大功率、全占空), $ϕ = π$ 时完全错开(零功率)。控制占空比 $D = 1 - ϕ / π$ ,但真正到副边的有效占空比要扣掉换向损失:

D e f f = D - Δ D

$Δ D$ 是 $L r$ 引起的占空比丢失,§4 详推。注意一个易错点:输出电感看到的是 $2 f s w$ ——原边一个开关周期,副边整流后有两个功率脉冲(正负半周各一),故 Lout 的纹波频率是原边开关频率的两倍(TI SLUSDB2B 7.2.2 Note)。选 Lout / Cout 时务必用 $2 f s w$ 。

3. ZVS 机制:超前臂 vs 滞后臂(全源推导)

PSFB 的软开关不是"整桥一起 ZVS",而是两条桥臂能量来源不同、难易分明。这是 PSFB 最容易讲错、也最载重的一段,逐步推。

3.1 ZVS 能量判据

换流死区里,原边电流 $I p$ 要把正要开通那管的 Coss 从 $V in$ 放到 0(同时把对管 Coss 从 0 充到 $V in$ )。这是一个 $L r$ 与 $2 C oss$ 的 LC 谐振;ZVS 成立的充要条件是谐振电感储能 ≥ 两个 Coss 的储能:

\frac{1}{2} L r I p^{2} \geq \frac{1}{2} (2 C oss) V i n^{2}

解出该次换流所需的最小原边电流:

I p \geq V in \frac{2 C oss}{L r}, L r = L l k + L S

这就是 ZVS 的最小负载下界—— $I p$ 正比于负载电流,负载轻到 $I p$ 达不到这条线就丢 ZVS(此式对应 TI SLUSDB2B Eq 54 把 LS 反解出来的形式)。两个专家要点:① 用的是两个 Coss(被开通管 + 被关断管);② Coss 强非线性、随 Vds 变,必须用电荷等效平均值,TI 取 $C oss a v g = C osss p ec V d ss p ec / V in$ (SLUSDB2B Eq 49),例如 780pF@25V 的管子在 410V 母线上等效仅 193pF——用 datasheet 标称 Coss 会严重高估可用电容、把 LS 选小而丢 ZVS。

3.2 谐振换流的时序与死区

死区时间 tdt 必须 ≥ Vds 从 $V in$ 谐振摆到 0 所需的时间。对仅靠 $L r$ 供能的滞后臂,死区取谐振半周期( $t d t \approx 2/ (4 f R) = 1/ (2 f R)$ ),TI 给出(SLUSDB2B Eq 89-90):

f R = \frac{1}{2 π L S \cdot 2 C oss a v g}, t d t \approx \frac{2}{4 f R}

§8 worked design 里 $f R \approx 1.59$ MHz、 $t d t \approx 314$ ns。这个死区不是免费的:它每半周吃掉一段占空,等效占空比钳位 $D C L A M P \approx 94%$ (SLUSDB2B Eq 91)——死区越长,能做出的最大占空越低,这是 ZVS 与调节范围之间又一处代价。

3.3 超前臂(易 ZVS)vs 滞后臂(轻载先丢)

两臂换流发生在功率半周的不同时刻,可用的能量天差地别——这是 PSFB 软开关的核心非对称:

超前臂 / leading leg(TI 记 OUTC/OUTD,"passive leg"):它换流时,变压器仍与输出耦合、副边反射的输出电感电流还在原边流(能量来自庞大的 Lout), $I p$ 大 → ZVS 容易,一直到很轻载都成立。TI SLUA560 实测:"switch node QDd... ZVS... because the reflected output current provides immediate energy for the LC tanking"。
滞后臂 / lagging leg(TI 记 OUTA/OUTB,"active leg"):它换流时,原边已被桥臂上/下管短路(进入或退出续流),副边两整流管同时导通把变压器副边短路、输出电感被解耦,可用能量只剩 $L r = L S + L l k$ 里的那点。TI SLUA560 实测:"the primary has been shorted out by the high side or low side FETs... dependent on the energy stored in LS and LLK... making it take longer to achieve ZVS"。

所以滞后臂在轻载先丢 ZVS——典型 PSFB 在 30-50% 负载以下滞后臂进硬开关,效率掉 1-2%、EMI 变差。

命名警告:leading/lagging 在文献里不统一(Sabaté 1990 与多数 IEEE 论文取"lagging=难、leading=易",但也有反过来叫的)。唯一可靠的判据是问"这次换流有没有反射输出电流可用":有 → 易(超前/passive);没有、只剩漏感 → 难(滞后/active)。本页与 TI SLUA560 的物理描述一致。

3.4 为什么真设计必须外加 shim 电感 LS

关键工程现实:变压器漏感 Llk 单独几乎不够。§8 里 Llk 只有 4µH,而 ZVS 到 50% 负载需要 $L r \approx 30$ µH,故要串一个外置 shim/谐振电感 LS = 26µH(TI SLUSDB2B Eq 54-56,选 Vitec 60PR964)。"用漏感做 ZVS"是教科书简化;工程上漏感只是 $L r$ 的一小部分,主力是可控的 LS。加大 LS 换来 ZVS,代价就是 §4 的占空比丢失——回到 §1 那条中心张力。

4. 占空比丢失 ΔD(推导 + 工程含义)

$L r$ 不让原边电流瞬间换向,这段换向时间副边不传功率,等效于占空比缩水。逐步推。

4.1 从换向时间推 ΔD

功率半周切换时,原边电流要从 $+ I o u t / n$ (反射负载电流)线性反向到 $- I o u t / n$ ,驱动电压是母线 $V in$ 跨在 $L r$ 上。换向摆幅 $2 I o u t / n$ ,所需时间

Δ t = \frac{L r \cdot ( 2 I o u t / n )}{V in}

这段时间副边两整流管同时导通(都被反偏钳到 0)、副边电压 = 0、无功率传输。占其半周 $T s /2$ 的比例即占空比丢失:

Δ D = \frac{Δ t}{T s /2} = \frac{4 L r I o u t}{n V in T s w}

其中 $n = N p / N s$ ( $= a 1$ )、 $T s w$ = 原边开关周期。此式(标准 PSFB 换向公式)说明 $Δ D$ 随 $L r$ 与负载线性上升、随 $V in$ 下降。代入 §8 worked design( $L r = 30$ µH、 $I o u t = 50$ A、 $n = 21$ 、 $V in = 390$ V、 $T s w = 10$ µs):

Δ D = \frac{4 \cdot 30 μ \cdot 50}{21 \cdot 390 \cdot 10 μ} \approx 0.073

满载丢掉 7.3% 占空——不小,这就是必须给匝比/移相留裕度的原因。

4.2 工程含义与平衡

把两条约束并排看: $L r ↑$ → ZVS 容易但 $Δ D$ 大 → 有效占空缩水、最低输入电压(dropout)裕度变差、重载调节吃力; $L r ↓$ → $Δ D$ 小但轻载 ZVS 更早丢。工程平衡:选 $L r$ 使 ZVS 覆盖到 50%(或设计要求的最轻)负载,再靠匝比留够占空裕度吸收 $Δ D$ 。§8 的 $L r = 30$ µH / $Δ D = 7.3%$ 就是这样定出来的:匝比按 $D ma x = 0.7$ @ $V inmin$ 选(SLUSDB2B Eq 25),给 $Δ D$ 和 dropout 都留了空。

5. 副边整流方案选型

副边整流损耗常占总损耗 30-50%(§8 worked design 里 SR 占 ~47%),选错副边比选错原边代价大。三种主流整流拓扑各有适用区。

5.1 全桥整流(Full-Bridge Rectifier)

副边用 4 个二极管/MOSFET 组桥。变压器副边不需抽头,磁化利用最优、副边器件耐压只需 $\approx V o$ ;代价是每条电流路径过 2 个器件 → 导通损耗 $2 \times V f$ (或 $2 \times I^{2} R d s$ )。适用高压低流( $V o > 100$ V),此时 $V f$ 相对 $V o$ 占比小。

5.2 中心抽头(Center-Tapped)

副边用中心抽头 + 2 个器件,每条路径只过 1 个器件 → 导通损耗 $1 \times V f$ 。代价:副边器件耐压 $2 \times V o$ (非导通绕组把电压翻倍),且抽头绕组利用率低。适用低压高流( $V o < 50$ V),如 12V/24V 通信电源——§8 的 12V/50A 正是这类。

5.3 倍流整流(Current Doubler)

副边 2 个器件 + 2 个输出电感,两电感各承担一半直流电流、纹波交错抵消。好处是散热分散、每电感电流减半、输出纹波频率翻倍;代价是要两个电感、体积成本上升。适用极低压超大流( $V o < 12$ V、 $I o > 50$ A)如 CPU VRM 前级。

5.4 同步整流(SR)替代二极管

低压高流下二极管 $V f \cdot I$ 损耗主导——12V/50A 若用肖特基, $0.5 V \times 50 A \times 2$ 路 = 数十瓦。**用 MOSFET 同步整流(SR)**把 $V f$ 损耗换成 $I^{2} R d so n$ :§8 选 75V/120A 的 FDP032N08( $R d so n = 3.2$ mΩ),但即便如此每管仍耗 9.3W(含体二极管/开关),两管 18.6W——见 §8。代价是 SR 控制器(UCC28950 内置 OUTE/OUTF)+ 精确死区 + 直通保护(§11)。EV OBC / 服务器 PSU 副边几乎全用 SR。

6. 副边振荡与 Clamping

副边整流器关断时的寄生谐振会在整流管上叠加高压尖峰,必须钳位,否则击穿器件。分原边、副边两处。

6.1 振荡机制

副边二极管/SR 反向恢复 + 副边漏感 + 器件寄生电容形成 LC 谐振环:整流管 turn-off 瞬间,能量在漏感与结电容间振荡,尖峰可达 $2$ - $3 \times V o$ 。§8 里 SR 标称电压应力 $2 V inma x / a 1 = 2 \times 410/21 \approx 39$ V,却选 75V 管子(≈1.9× 裕度)正是为吸收这个 ringing。

6.2 副边 RCD 钳位

最常见:R + C + D 串联跨副边整流管/SR。D 单向把振荡能量灌入 C、由 R 耗散。设计:C 取使振荡周期短于死区、R 由要耗散的功率定。TI 明确建议"use an RCD clamp to protect the output synchronous FETs from overvoltage due to switch node ringing"(SLUSDB2B 7.2.2.10 Note)。

6.3 原边钳位二极管 DB / DC

PSFB 另有一处原边 ringing:变压器退出续流时,变压器电流与 shim 电感 LS 电流之差会在原边振荡。跨原边加钳位二极管 DB、DC(把原边钳到母线),§8 选 MURS360 超快恢复管(SLUSDB2B 7.2.2.5)。正常几乎不耗功率,但必须能扛满原边电流。

6.4 主动钳位(Active Clamp)

用 MOSFET + 电容主动回收振荡能量替代 RCD 的 R 耗散,效率高 1-2%,但电路复杂、时序难。适用高功率 PSFB(>3 kW),此时 RCD 的耗散绝对值已不可忽略。

7. 控制环路

PSFB 的功率级到副边是 buck,补偿对象与 buck 类似但多一层原边电流内环的选择。

7.1 控制结构:VMC vs PCMC

有两条主流。电压模式(VMC):外环电压 → PWM 比较器,简单稳定,但需应对 LC 双极点。峰值电流模式(PCMC):外环电压 → 电流参考 → 内环采原边电流比较,响应快、逐周期过流保护天然内置,但 $D > 50%$ 需斜率补偿防次谐波(倍周期)振荡——UCC28950 用 RSUM 引脚设斜率补偿量,起点取斜坡为电感下降斜率的一半(SLUSDB2B 6.3.11)。PCMC 的控制-输出对象在 $f s w /2$ 处有一对由采样效应决定的双极点(其 Q 由斜率补偿量定),这与 Buck 的 PCMC 采样极点同源,补偿时是主要相位滞后来源。

7.2 补偿网络与控制 IC

PSFB 一般用 Type-2 或 Type-3 补偿(Type-1 相位不够、压不住 PSFB)。§8 走了一遍 Type-2:以 $f s w /2$ 的功率级双极点为对象,穿越取其 1/10。控制 IC 主流:

TI UCC28950/28951:PSFB 专用,集成 SR(OUTE/OUTF)+ 自适应死区(ADEL/ADELEF) 按负载调 ZVS 死区 + 轻载 burst/DCM。UCC28951 是增强版(ZVS 范围更宽)。
TI UCC2895:经典 PSFB 控制器(前代)。
LM5045/LM5046:全桥 + SR 配套。
Infineon ICE2HSx:中功率集成方案。

8. 端到端 worked design — TI UCC28950/28951,390V → 12V/50A,600W,100kHz

用 TI 数据手册 SLUSDB2B(2024)7.2 节的完整设计走一遍:一台 600W 移相全桥,输入 390V(370-410,典型跟在 PFC 后)、输出 12V/50A、 $f s w = 100$ kHz、目标满载(600W = 12V×50A)效率 93%(设计 η),实测约 94%。这是服务器/通信整流器的典型规格,所有数字取自 datasheet Eq22-128 与 Table 7-1,可复核。

PSFB 600W worked design(UCC28950,390V→12V/50A,100kHz)设计流:① 匝比 a1=21(按 Dmax=0.7@Vinmin);② LMAG≥2.78mH 保证电流模式;③ shim 电感 LS=26µH(ZVS 到 50% 负载),Lr=LS+Llk=30µH;④ 输出 LOUT=2µH@2fsw、Cout=5×1500µF;⑤ SR FDP032N08 每管 9.3W;⑥ Type-2 补偿 fc=5kHz;损耗预算 45.2W→剩 6W,SR 18.6W 占 ~47%

第 1 步损耗预算:先立预算做设计标尺。 $P B U D GE T = P O U T \cdot (1 - η) / η \approx 600 \times 0.075 \approx 45.2$ W(SLUSDB2B Eq 22, $η = 0.93$ )。后面每选一件就从预算里扣,扣到剩 ~6W 留给控制/采样——这种"预算驱动"是大功率设计与 buck 的最大方法论差异。

第 2 步变压器匝比 a1:按最低输入下留 $D ma x = 0.7$ (给 dropout 与 $Δ D$ 留裕度),估管压降 $V R D S O N = 0.3$ V:

a 1 = \frac{( V inmin - 2 V R D S O N ) \cdot D ma x}{V o u t + V R D S O N} = \frac{( 370 - 0.6 ) \times 0.7}{12.3} \approx 21

(SLUSDB2B Eq 25)。典型占空 $D T Y P = (V o u t + V R D S O N) \cdot a 1/ (V in - 2 V R D S O N) \approx 0.66$ (Eq 26)。选 Vitec 75PR8107 变压器: $a 1 = 21$ 、 $L M A G = 2.8$ mH、实测漏感 $L l k = 4$ µH、原边 DCR 0.215Ω。

第 3 步磁化电感 LMAG:必须足够大,否则磁化电流会淹没 CS 采样、把 PCMC 退化成 VMC。 $L M A G \geq V in (1 - D T Y P) / (\frac{Δ I L O U T}{a 1} \cdot 0.5 \cdot 2 f s w) \approx 2.78$ mH(SLUSDB2B Eq 28),实测 2.8mH 达标。副边 RMS 电流 $I S R M S \approx 36.0$ A、原边 RMS $I P R M S \approx 3.1$ A(Eq 35/43),变压器损耗 $P T 1 \approx 7$ W(Eq 44)。

第 4 步 shim 电感 LS(全设计最关键一步):漏感 4µH 远不够 ZVS,按 §3.1 判据反解出保证 ZVS 从满载到 50% 负载所需的 $L r$ :

L S \geq \frac{2 C oss a v g V inma x ^{2}}{( \frac{I P P}{2} - \frac{Δ I L O U T}{2 a 1} ) ^{2}} - L l k \approx 26 μ H

(SLUSDB2B Eq 54, $C oss a v g = 780 pF 25/410 \approx 193$ pF)。选 Vitec 60PR964(26µH,DCR 27mΩ),故 $L r = L S + L l k = 30$ µH。代入 §4:满载 $Δ D \approx 7.3%$ ——这就是为 ZVS 付的占空税。原边加 DB/DC 钳位二极管(MURS360)。

第 5 步输出电感 Lout:副边看 $2 f s w$ ,设 20% 纹波 $Δ I L O U T = P O U T \cdot 0.2/ V o u t = 10$ A:

L O U T = \frac{V o u t ( 1 - D T Y P )}{Δ I L O U T \cdot 2 f s w} = \frac{12 \times 0.337}{10 \times 2 \times 100 k} \approx 2 μ H

(SLUSDB2B Eq 61,注意分母 $2 f s w$ )。选 Vitec 75PR8108(2µH,DCR 750µΩ), $I L O U T r m s \approx 50.1$ A, $P L O U T \approx 3.8$ W。

第 6 步输出电容 Cout:低压大流的输出电容由瞬态主导。ESR 承接大部分负载阶跃电压: $E S R \leq 12$ mΩ(SLUSDB2B Eq 68),容量按保持时间 $C o u t \geq 5.6$ mF(Eq 69)。选 5×1500µF 铝电解(United Chemi-Con,总 7500µF),每只 ESR 31mΩ → 并联后 6.2mΩ,电容 RMS 电流 $\approx 5.8$ A(Eq 70-72)。

第 7 步同步整流 SR:选 75V/120A FDP032N08( $R d so n = 3.2$ mΩ, $Q g = 152$ nC)。标称电压应力 $2 V inma x / a 1 \approx 39$ V,留 75V 抗 ringing。每管损耗 $P QE \approx 9.3$ W(导通 $3 6^{2} \times 3.2 m \approx 4.1$ W + 开关 + 体二极管,SLUSDB2B Eq 86-87),两管 18.6W = 全部 ~39W 耗散里最大的一块(~47%)——这就是"副边是效率瓶颈"的量化证据。

第 8 步输入电容 + 死区: $C in = 330$ µF(按一个工频周期保持,Eq 93),高频 RMS 电流 1.8A。ZVS 死区 $t d t \approx 314$ ns(§3.2),等效 $D C L A M P \approx 94%$ 。

第 9 步 Type-2 补偿:10% 负载时 $R L O A D = V o u t^{2} / (P O U T \cdot 0.1) = 2.4$ Ω;PCMC 功率级双极点在 $f P P = f s w /2 = 50$ kHz(SLUSDB2B Eq 119);穿越取其 1/10: $f c = 5$ kHz(Eq 122)。由此定补偿件: $R 5 \approx 27.4$ kΩ、 $C 2 \approx 5.6$ nF(过零点加相位)、 $C 1 \approx 560$ pF(在 $2 f c$ 加极点)。理论环路实际穿越 ~3.7kHz、相位裕度 >90°(SLUSDB2B Fig 7-7)——PSFB 定频、无 RHP 零点,补偿友好,穿越低是电流模式采样极点所致,和 buck 一脉相承。

损耗账本(45.2W 预算逐项扣):变压器 7.0 + 4×原边 FET 8.4 + shim 电感 0.5 + 输出电感 3.8 + 输出电容 0.21 + 2×SR 18.6 + 输入电容 0.5 ≈ 39W,剩 ~6.0W 给控制/采样网络。SR 18.6W 独占 ~47%,验证了 §5 的判断:低压大流 PSFB 的效率战场在副边。

9. PSFB vs LLC vs Hard FB 选型边界

PSFB 在中重载 ZVS 优秀、定频宽调节,但轻载丢 ZVS 是死结;LLC 全负载 ZVS 但需变频、电压调节窄;Hard FB 简单但全程硬开关效率低。三者各占一段功率/成本/调节区间。

项目	PSFB	LLC	Hard FB
软开关	中重载 ZVS,轻载(滞后臂)硬开关	全负载 ZVS	全程硬开关
控制	移相(定 fsw)	变频	占空比(定 fsw)
电压调节范围	宽(0-满占空)	窄(需变频,±20%)	宽
效率	95-96%	96-98%	88-92%
适用功率	0.5-10 kW	0.5-6 kW	< 1 kW
控制复杂度	中(死区/shim/占空税难调)	中(变频难压 EMI)	低
应用	通信整流器 / 工业 / 焊机 / 服务器 12V	服务器 / EV OBC 后级	低成本辅源

9.1 何时选 PSFB

当输入相对稳定(PFC 后)、而输出电压需要宽调节、且负载不长期趴在轻载区时,PSFB 是甜点。核心判据如下。

输入电压稳定(PFC 后),输出需宽调节(0 到 $V ma x$ )——LLC 在这里因变频调节窄而吃力。
负载相对稳定,能避开滞后臂轻载丢 ZVS 区(或接受轻载效率损失)。
功率 0.5-10 kW 中段,尤其低压大流(12V/24V/48V 高电流)。
例:48V/100A 通信电源、400V/2.5A 焊接电源、服务器 12V/200A、§8 的 600W 12V/50A。

9.2 何时选 LLC

当输入输出都相对稳定、且要求全负载都高效(80 PLUS Titanium 级)时,LLC 的全负载 ZVS 胜过 PSFB。核心判据如下。

输入输出都相对稳定(如 PFC 后 → 固定 12V),不需宽调节。
全负载范围都要高效率,轻载不能丢软开关。
例:服务器 PSU 后级、EV OBC 后级 DC/DC——后者正是历史上从 PSFB 迁到 LLC 的典型。

10. 工作极限与 corner

worked design 是标称点;投产要守住工作空间边界。这几条是"死区/ZVS 有没有真调进去"的分水岭。

轻载丢 ZVS(第一死结): $I p$ 掉到 $V in 2 C oss / L r$ 以下滞后臂硬开关,效率跌 + EMI 恶化。对策:自适应死区(ADEL 按 CS 电压/负载调延时)、TMIN 限最小脉宽维持磁化电流、极轻载进 burst/DCM(UCC28950 DCM 引脚)。
死区不能固定:满载 $I p$ 大谐振快 → 需短死区;轻载 $I p$ 小谐振慢 → 需长死区,但过长会产生反向激励。固定死区必然在某段负载不最优——自适应死区就是为此。
占空比钳位限最大占空:ZVS 死区 + $Δ D$ 共同压低可用最大占空( $D C L A M P \approx 94%$ ),Vin 逼近下限时先撞 dropout。§8 按 $D ma x = 0.7$ 选匝比就是留这段裕度。
原边 FET 电压应力 = Vin:全桥每管只承受母线电压(全桥拓扑的先天优点),但 400V 母线 + ringing 要选 500-650V 管(§8 用 650V CoolMOS)。
SR 电压应力 = $2 V inma x / a 1$ + ringing:标称 39V 却选 75V 就是给 ringing 留 ~1.9×,配 RCD 钳位。
磁化电流 vs 电流模式:LMAG 太小,磁化电流淹没 CS → PCMC 退化为 VMC、丢过流保护精度。LMAG 有下限(§8 Eq 28)。
fsw 选型权衡:高 fsw → 磁件小、瞬态快,但开关损耗、栅驱损耗、副边 ringing 都涨;PSFB 因 ZVS 对 fsw 没有 hard FB 那么敏感,但 SR 开关损耗与死区占比会随 fsw 上限而恶化。§8 取 100kHz 是磁件/效率/EMI 折中。

11. 工程实战陷阱(checklist)

前面公式都成立,但真实设计翻车常在这些"看着对、实则咬人"的地方。逐条对照。

别指望漏感做 ZVS:变压器漏感通常只占 $L r$ 的零头(§8 里 4µH / 30µH),必须外加 shim 电感 LS。反过来,LS 越大 $Δ D$ 越大——两头都要算,不能只调一头。
Coss 必须用电荷等效值:直接用 datasheet 标称 Coss(低压下测)会高估高压母线上的电容 2-4 倍、把 LS 选小而丢 ZVS。用 $C oss a v g = C osss p ec V d ss p ec / V in$ 。
SR 直通保护:SR MOSFET 被 dv/dt 或 Miller 反耦合误触发 → 副边短路 → 大电流毁器件。必须:死区 ≥ 100ns、SR 控制器有 VDS 检测(零电流关 SR)、栅驱含 Active Miller Clamp。
占空比丢失随负载变、影响调节: $Δ D$ 在轻/重载差异大,输出随负载漂,必须靠环路补偿;但带宽有限,PSFB 的动态负载阶跃响应比 LLC 差,大瞬态要靠输出电容硬扛。
输出电感看 $2 f s w$ :选 Lout/Cout 时纹波频率是原边开关频率两倍,用错频率会把电感选大一倍。
$D > 50%$ 需斜率补偿:PCMC 下 $D > 0.5$ 若斜率补偿不足会次谐波振荡,RSUM 要给够(但过多会削弱电流模式好处)。
副边整流 ringing 双钳位:副边 RCD 保 SR、原边 DB/DC 保原边退续流的振荡,两处都要,漏一处就击穿。
效率最后 1% 在副边:§8 证明 SR 占 ~47% 损耗;提效率优先改副边(SR 选型、ringing 钳位、布局降副边环路),而非原边。

核心要点

PSFB 本质是隔离 buck: $V o u t = (V in / n) D e f f$ ,移相角调 $D e f f$ ;ZVS 是叠加在死区里的 $L r + C oss$ 谐振,不改变比关系
两条硬约束彼此对打(全页主线):ZVS 要 $L r$ 大( $\frac{1}{2} L r I p^{2} \geq \frac{1}{2} \cdot 2 C oss \cdot V i n^{2}$ ),占空比丢失要 $L r$ 小( $Δ D = 4 L r I o u t / (n V in T s w)$ )—— $L r$ 是中心旋钮
ZVS 最小电流 $I p \geq V in 2 C oss / L r$ , $L r = L l k + L S$ ;滞后臂(仅谐振能量)比超前臂(有反射输出电流)先丢 ZVS,轻载死结
Coss 必须用电荷等效 $C oss a v g = C osss p ec V d ss p ec / V in$ ,漏感单独不够、须外加 shim 电感 LS
副边整流:全桥(高压低流)/ 中心抽头(低压高流)/ 倍流(超低压超大流);SR 替二极管,低压大流效率 +3-5%
副边 RCD + 原边 DB/DC 双钳位;高功率用 Active Clamp 回收能量
控制:定频移相,VMC 或 PCMC(PCMC 有 $f s w /2$ 采样双极点、 $D > 0.5$ 需斜率补偿);Type-2/3 补偿;IC 用 UCC28950/28951(自适应死区 + 集成 SR)
worked design(UCC28950,390V→12V/50A,600W,100kHz):预算 45.2W → a1=21 → LMAG=2.8mH → LS=26µH(Lr=30µH,ΔD=7.3%) → LOUT=2µH@2fsw → Cout=5×1500µF → SR FDP032N08 每管 9.3W → Type-2 fc=5kHz(实测 ~3.7kHz/PM>90°) → SR 18.6W 占 ~47% 损耗
corner:轻载丢 ZVS(自适应死区/TMIN/burst)、死区不能固定、DCLAMP≈94% 限占空、SR 电压应力 $2 V inma x / a 1$ + ringing

缩写表

下表汇总本页出现的缩写与符号。

缩写	全称
PSFB	Phase-Shift Full Bridge(移相全桥)
ZVS	Zero-Voltage Switching(零电压开通)
Llk / LS / Lr	变压器漏感 / 外加 shim 谐振电感 / 总谐振电感 $L r = L l k + L S$
Coss	MOSFET 输出电容(须用电荷等效平均值)
Deff / D / ΔD	有效占空 / 控制占空 / 占空比丢失
DCLAMP	ZVS 死区 + ΔD 造成的最大占空钳位
a1 / n	变压器匝比 $N p / N s$
LMAG	变压器磁化电感
SR	Synchronous Rectifier(同步整流)
VMC / PCMC	电压模式 / 峰值电流模式控制
fsw / Tsw	原边开关频率 / 周期(副边/输出电感见 $2 f s w$ )
Vbus / Vin / Vinmin / Vinmax	母线/输入电压及其上下限
RCD	电阻-电容-二极管钳位网络
dropout	输入逼近输出、无法维持调节的压差极限

Engineering Objects

引用此页的结构化 Engineeri…

引用此页的结构化 Engineering Object(v2.0 Copilot 自动生成,不要手动编辑此段)。

mechanism · mechanism_psfb_zvs — Phase-Shift Full-Bridge ZVS

Cross-references

← 索引
开关电源全景主线 — 开关电源设计学科主线(顺读走完一台变换器的设计与分析)
Buck 降压变换器 — PSFB 副边就是 buck,伏秒平衡母体与 PCMC 采样极点同源
DC/DC 拓扑对比:PSFB 在 10+ 拓扑中的定位
LLC 谐振变换器:PSFB 的全负载 ZVS 替代
PFC 功率因数校正:PSFB 前级
车载充电机 OBC:PSFB 在 OBC 历史上是中流砥柱
SiC MOSFET 驱动高级功能:同步整流 + Active Miller Clamp
栅极驱动 IC 选型:PSFB 配套 driver IC
磁性元件:PSFB 变压器 + Llk + shim 电感设计
电源设计基础:PSFB 控制环路