TVS 应用设计:从浪涌波形反推选型 + 保护窗口 + 分级防护

下表自下而上对应曲线从工作区到钳位区的电压递增。关键在于理解每个参数"卡死"的是哪一侧的失效:低电压侧的 $VRWM$ 卡的是"平时漏电发热",高电压侧的 $VCL$ 卡的是"浪涌时保护失效"。

钳位比是 $VCL$ 与 $VBR$ 的比值,反映 TVS 从"刚导通"到"满电流钳位"电压抬高了多少。硅 TVS 在 $IPP$ 下的钳位比典型在 $1.3$ 到 $1.4$ 之间——也就是说一颗 $VBR=20$V 的 TVS,满流钳位会冲到 $26$ 到 $28$V。这个比值越大,意味着保护窗口被吃掉越多:

因此"工作电压 $\to VRWM\to VBR\to VCL\to$ 器件耐压"是一条单调上升的电压链,任何一段裕量留太多,$VCL$ 都可能顶穿器件耐压。当器件耐压本就贴近工作电压(例如 5V 逻辑口、$VDD+0.5$V 就击穿),普通硅 TVS 的钳位比会让窗口为负——这时必须改用低钳位比器件(如 SiC TVS、带 punch-through 结构的低 clamping TVS,或多级 TVS + 串阻分压)。

车载电源/IO 口最常打的是两端:一端是 ESD/EFT 类的快短脉冲,一端是 load dump 类的慢长脉冲,二者对 TVS 的考验完全不同。下表给出量级感,实际数值以整车厂规范(如 ISO 16750-2、LV 124、各 OEM 内部标准)为准。

对一个已知的浪涌测试波形,先估算源能量,再用 TVS 钳位电压算出流过 TVS 的峰值电流。对 load dump,等效电路是一个带源阻抗 $Ri$ 的电压源 $US$ 经过被保护节点,流过 TVS 的峰值电流近似:

例如 24V 系统 load dump 抑制后 $US=58$V、$Ri=2\Omega$、选定 TVS 钳位 $VCL=40$V,则 $IPP\approx (58-40)/2=9$A,持续 $400$ms 的吸收功率 $P=VCL\cdot IPP\approx 360$W 须持续承受——这已经超出普通 600W(10/1000us 基准)TVS 的长波形能力,要么选 load-dump 专用大功率 TVS(几 kW 级、按 $10/1000$us 标称),要么前级用 MOV 分担能量。所以长波形优先按 $PPP$ 选,短波形优先按 $IPP$ 选。

数据手册的 $IPP$ 是单次脉冲、25°C、特定波形下的值。实际车规工况(如 ISO 7637-2 Pulse 1 要求最少 500 次)是反复施加,结温累积不退、雪崩区局部退化,$VBR$ 会缓慢漂移。工程上对重复浪涌场景留 $2$ 倍以上的 $IPP$ 裕量,并核对数据手册的脉冲降额曲线(随脉冲数与占空比的 $IPP$ 下降)。

设被保护 IC 引脚绝对最大耐压 $Vmax=24$V,留 20% 裕量则 $VCL$ 上限 $=24\times 0.8=19.2$V。按硅 TVS 钳位比 $1.35$ 反推 $VBR$ 上限 $=19.2/1.35\approx 14.2$V。再核对线路工作电压:若线路工作在 $13.5$V(12V 系统),所需 $VRWM\ge 13.5$V,对应 $VBR$ 下限约 $15$V——此时 $VBR$ 下限($15$V)已高于上限($14.2$V),窗口为负,选不出来。解法是降钳位比(改 SiC/低 clamping TVS,把钳位比压到 $1.15$,则 $VBR$ 上限升到 $16.7$V,窗口打开)或提高器件耐压。

$VCL$ 是浪涌满流时 TVS 两端的真实电压,这个电压会原样加到被它保护的器件引脚上。只要 $VCL$ 超过器件耐压,TVS 即便"动作了"也没意义——器件在 TVS 钳位的瞬间已经被这个钳位电压本身击穿。这就是为什么选型只看 $VBR$ 不够,$VBR$ 低不代表 $VCL$ 低,钳位比大的 TVS 击穿早但钳位高,反而坑器件。

CAN 物理层规定共模电压 $VCM$ 可以漂 $\pm 2$V——两个 ECU 之间地差就 4V 不少见。CAN_H / CAN_L 信号本来在 0 到 5V 范围,加 $\pm 2$V 偏置后,CAN_L 在负共模时会进负电压区(漂到 $-2$V 到 $-1$V)。如果用单向 TVS(只钳正,反向 0.7V 导通),CAN_L 一漂到 $-0.7$V 就被 TVS 拉回——把正常通信信号当成 ESD 钳掉了。所以 CAN 总线 TVS 必须双向。

单向只在地差小、信号严格为正的场景:LIN(单线 12V 系统、ECU 共地差 $<1$V)、电源供电线、单端 LVTTL 数字 I/O 同 PCB 内通信。这些场景共模偏置小于 TVS 反向 0.7V 导通点,单向 TVS 安全且钳位性能更好(单向 TVS 对正向 surge 的钳位更紧,因为只有一个 PN 结的电压余量)。差分电路同理:单向 TVS 在大噪声时会把对称的正弦噪声整流成单极性,引入直流偏移让放大器基准漂移,所以差分电路默认用双向。

版图直接决定 TVS 能不能"来得及"钳住。浪涌电流变化率极高($di/dt$ 大),回路里任何寄生电感 $L$ 都会产生 $VL=Ldi/dt$ 的附加电压叠加在器件上——即便 TVS 的 $VCL$ 选对了,引线电感产生的尖峰也会顶穿器件。所以 TVS 必须贴近被保护端口/连接器,走线短而宽,泄流回路面积最小,且布在浪涌入口与 IC 之间,确保浪涌走外置低阻路径而非穿透 IC 内部。

分级的关键是级间用退耦阻抗(串联电阻或电感)把两级隔开,让前级先达到动作电压、承担大电流,后级只承担被前级钳位后剩下的小残压。典型顺序是 GDT/MOV 在最前端(对地泄大能量)→ 退耦阻抗 → TVS 在最靠近 IC 处(精钳)。下表对比三器件分工。

高速差分线(如 CAN FD、Ethernet、USB)上 TVS 的结电容会衰减信号、引入反射。这类场景选低电容 TVS(带串联结构或 RC 阵列、典型 $<1$pF 到几 pF),或把大电容的 MOV/普通 TVS 放在非高速的电源线上,高速线只挂低容 ESD 阵列。选型时除了电压窗口,还要把 $Cj$(结电容)列为硬约束。

被保护对象是一颗 60V 耐压的车规前端 PMIC/LDO 输入。工况:正常 Vbat 9 到 16V,jump-start 26V(24V 电池反充/双电池起动),集中抑制后的 load dump(ISO 16750-2 Pulse 5b)钳位残压 $U{S}^{\ast }$ 约 35V。选型分五步走。

Step 1 — standoff 卡最高的"准直流/长事件"。很多人把 $VRWM$ 卡在 16V 上一点,结果 26V jump-start 一来 TVS 就进漏电区发热,35V 的抑制后 load dump(持续 40 到 400ms)更是直接烧穿——600W/10-1000us 的 SMBJ 扛不住 35V 持续 400ms。所以 $VRWM\ge \max (26,35)=35$V,取 SMBJ36A($VRWM=36$V)。

Step 2 — 核 $VBR$ 窗口。SMBJ36A 的 $VBR=40.0$ 到 $44.2$V(@ $IT=1$mA),36V 工作点离击穿有 4V 余量,反向漏电 $ID$ 在 $VRWM$ 下为 uA 级(数据手册典型 $5\mu$A),不会在 jump-start / 抑制后 load dump 时误导通。

Step 3 — 钳位落点。SMBJ36A 满流 $VCL=58.1$V @ $IPP=10.3$A($PPP=58.1\times 10.3\approx 600$W,自洽)。下游 IC 绝对最大额定必须 $>58.1$V——这就是为什么这里要选 60V 耐压前端而非 45V:$VBR$($\approx$43V)经 1.35 钳位比顶到 58V(钳位比乘的是 $VBR$ 不是 standoff),45V 的 PMIC 会在 TVS "动作"的瞬间先被这个钳位电压本身打穿。

Step 4 — 快脉冲复核(Pulse 3b)。ISO 7637-2:2011 Pulse 3b(12V,level IV):$US=+100$V,$Ri=50\Omega$,$td=150$ns,$tr=5$ns。流过 TVS 的峰值 $IPP=(US-VCL)/Ri=(100-58.1)/50\approx 0.84$A,峰值功率 $58.1\times 0.84\approx 49$W,单脉冲能量 $E=VCL\cdot IPP\cdot td=58.1\times 0.84\times 150\times 10^{-9}\approx 7.3\mu$J。相对 SMBJ36A 的 10.3A / 600W / 百 mJ 级单脉冲能量额定,余量三个数量级——Pulse 3b 对这颗 TVS 是小菜。

Step 5 — load dump 归谁。上面 standoff 已抬到 36V,高于抑制后 35V,所以 Pulse 5b 时 TVS 根本不导通(交给发电机端集中抑制 + IC 自身 load-dump ride-through)。若系统没有集中抑制(裸 Pulse 5a:$US=79$ 到 101V,$Ri=0.5$ 到 4$\Omega$),$IPP\approx (90-58)/1\approx 32$A 持续数百 ms,能量到焦耳级,600W/us 级的 SMBJ 秒烧——此时必须换 kW 级 load-dump 专用 TVS(如 Littelfuse 15KPA / 5.0SMDJ 高功率系列)或前级 MOV 分担。这正印证第 3 节"长波形按 $PPP$ 选、短波形按 $IPP$ 选":同一颗 SMBJ36A 对 150ns 的 Pulse 3b 绰绰有余,对 400ms 的 load dump 完全无能。

被保护对象是 USB 2.0(480Mbps)D+/D- 或车载以太网 PHY,信号摆幅 0 到 3.3V。选低容 4 通道阵列 Littelfuse SP3010-04UTG(数据手册值):$VRWM=6.0$V(Max,@ $IR\le 1\mu$A)、结电容 $Cj\approx 0.5$pF、动态电阻 $RDYN\approx 1.5\Omega$(8/20us,定义 $(VC2-VC1)/(IPP2-IPP1)$)、数据手册钳位 $VC=10.8$V @ $IPP=1$A、$12.3$V @ $IPP=2$A、耐 IEC 61000-4-2 接触 $\pm 8$kV / 空气 $\pm 15$kV。数据手册不给 $VBR$ 或 1mA 击穿测试点,残压须从钳位曲线与 $RDYN$ 算(见 Step 2)。

Step 1 — standoff 不夹信号。$VRWM=6.0$V 高于 3.3V 信号峰值,正常通信时 TVS 高阻,不衰减眼图。

Step 2 — 残压用动态电阻算,不是标称电压。IEC 61000-4-2 接触放电 8kV 的首峰电流约 30A(经 $330\Omega$/150pF 网络)。真正加到 PHY 上的残压不是 6V 的 standoff——数据手册在 $IPP=2$A 时钳位已达 $12.3$V,再按 $RDYN=1.5\Omega$ 从该点线性外推到 30A:$VCL\approx 12.3+1.5\times (30-2)\approx 54$V。一颗"6V"的 TVS 在 8kV 下钳到约 54V——只按 standoff(6V)估会把下游看到的残压低估近一个数量级。这约 54V 必须低于 PHY 的瞬态损伤门限;外置 TVS 把 30A 主体分流走,片内 ESD cell 只承担残余,二者配合才安全。

Step 3 — 电容才是硬门。电压窗口再漂亮,$Cj$ 不够低照样废:USB 2.0 容忍约 3 到 5pF,0.5pF 眼图几乎无损;但 USB 3.1(5 到 10Gbps)/ 千兆以太网要 $Cj<0.5$pF,此时结电容是决定选型的硬约束。选型表里 $Cj$ 要和电压窗口并列为一等约束,而不是电压选完再补一眼。

Step 4 — 能量核对。8kV 单次事件能量 $E=VCL\cdot Ipk\cdot td\approx 54\times 30\times 30\times 10^{-9}\approx 49\mu$J(IEC 波形首峰约 30ns 衰减),低容阵列额定可承受数百次 $\pm$kV 打击。能量从不是数据线的瓶颈——电容和残压才是。

选型翻车通常不在公式,而在把某个约束当成不重要跳过。下面 7 条是端到端复盘里最常见的失效点,每条都对应上面 worked design 的某一步。

1. standoff 卡在标称工作电压上——把 $VRWM$ 卡在 16V 上方一点,26V jump-start / 35V 抑制后 load dump 一来就进漏电区发热甚至烧穿。standoff 要卡最高的"准直流/长持续"事件,不是正常电压。
2. 该双向用了单向(或反过来)——负共模的总线(CAN_L 漂 -2V)用单向 TVS,正常信号被反向 0.7V 导通钳掉;单向的反向只是普通二极管,挡不住反极性浪涌。对称/负摆幅默认双向,严格单极性才用单向(见第 5 节)。
3. 数据线只看电压不看电容——$Cj$ 大会衰减信号、引反射,>1Gbps 时 $Cj$ 是决定性约束而非电压窗口。选型漏了 $Cj$ 等于没选。
4. 拿 us 级额定去扛 ms 级事件——600W(10/1000us)的 SMBJ 对 150ns Pulse 3b 是 $\mu$J 小事,对 400ms load dump 是焦耳级灾难。额定永远绑波形,别用峰值功率横比不同波形。
5. 用标称电压估残压,漏了动态电阻——$VCL\approx VBR+IPP\cdot RDYN$,"6V"低容 TVS 在 30A 下钳到约 54V。只看标称电压会把下游残压低估近一个数量级,PHY 照样被打穿。
6. 只看 $VBR$ 低、忘了 $VCL$ 高——钳位比 1.35 让 $VBR$($\approx$43V)顶到 58V $VCL$;设计者读到 $VBR$(低)就放心,45V 的 PMIC 在 TVS 动作瞬间先死。$VCL$ 要在实际 $IPP$ 下低于下游绝对最大额定,不是在 1mA 的 $VBR$ 点。
7. 忽视 end-of-life 漏电——反复雪崩使结退化,$VBR$ 缓降、反向漏电 $IR$ 上升、自热加剧直至热失控;always-on 车规轨上一颗漏电的 TVS 就是隐蔽的静态耗电(亏电)源。留足 standoff 裕量 + 2 倍 $IPP$ 降额延缓退化。

上面设计数字大多在 25°C 基准条件下完成;实际上线后会遭遇三类工况同时收紧设计链,每类须单独复核。

C1 — 高温:$VBR$ 抬高 + 漏电翻倍 + $IPP$ 减半

$VBR$ 有正温度系数(该电压段约 +0.1%/K),125°C 下 $VBR$ 抬约 10%,$VCL$ 随之上移进一步吃掉下游耐压裕量;同时反向漏电 $IR$ 每升 10 到 15 K 约翻倍,加重 always-on 轨的亏电;$IPP$ 额定从 25°C 到 100°C 结温约降一半。以 §8.1 Design A 的 SMBJ36A 为例:25°C 下 $VCL=58.1$V,125°C 下 $VCL\approx 58.1\times 1.10\approx 63.9$V——若下游 PMIC 绝对最大额定为 60V,高温下该 TVS"动作"后的钳位反而直接击穿下游器件,必须改选更低 standoff 或换 65V 耐压 PMIC。

C2 — 宽输入双系统(12V/24V 商用车)选型窗口倒转

商用车仪表 ECU 同时适配 12V 乘用车与 24V 卡车电网(宽输入 8 到 32V),jump-start 可达 52V,ISO 16750-2 24V 系统 Pulse 5b 抑制后 load dump 残压约 67V。$VRWM$ 须 $\ge 67$V,对应 SMBJ68A:$VBR=75.6$ 到 $83.4$V,$VCL=122$V @ $IPP=4.9$A($PPP=4.9\times 122\approx 598$W)。若下游 PMIC 仍为 60V 耐压,$VCL=122$V 超出绝对最大额定两倍——单颗 TVS 无解,必须换 100V 级耐压器件或在集中抑制级将 load dump 残压压低至 $60\times 80\%=48$V 以下。

C3 — trace 寄生电感叠峰(版图惩罚角)

TVS 到 IC 之间的 PCB 走线产生寄生电感 $Ltrace$;ESD 电流 $di/dt\approx 1$ A/ns,10 mm 走线约 7 nH,叠加尖峰 $\Delta V=Ltrace\cdot (di/dt)=7\text{nH}\times 10^9\text{A/s}=7$V。若已选 $VCL=27$V(IC 耐压 30V,裕量仅 3V),走线叠峰即在 IC 引脚侧产生 34V > 30V 耐压,TVS 选对了也保护失败。纠正:TVS 贴连接器引脚 5 mm 以内,地回路面积最小;必要时再降一档 $VCL$ 留 guard band。