Always-On 轻载效率工程深度 — PFM/burst vs 纹波/EMC + 控制器 Iq
本质与导读
本质 always-on 负载只有 µA-mA,而 PWM 的开关损耗与控制器自身 Iq 是几乎恒定的固定开销,轻载下把效率拉到个位数;PFM/burst/skip 靠降频打嗝把开关损耗压成 ∝ 负载、救回效率,代价是纹波/EMC(含音频啸叫)/瞬态变差。所以按 rail 敏感度逐 rail 选模式:容忍纹波的省电,ADC 基准/RF/模拟这类敏感 rail 必须 forced-PWM 牺牲效率换干净。Worked Design(§7)用 ADI LT8610 端到端核算:burst 模式 Ibat ≈ 35 µA、2.9× 裕量;forced-CCM Ibat ≈ 233-325 µA 超配额 2.3-3.3×;burst 频率落 200-308 Hz 音频——MLCC 啸叫风险,Cout 加量至 22 µF 可控在 143-200 Hz。
主线坐标:旁支 · 低压控制域 · ↑ 全景主线
1. 轻载为什么效率崩
效率 η = Pout / (Pout + Ploss)。Ploss 在轻载下被几乎恒定的固定开销主导:
- 开关损耗 Psw ∝ fsw:每个开关周期固定耗一份(栅充放 + 交叠 + Coss),PWM 连续模式 fsw 不随负载降 → Psw 恒定
- 控制器自身 Iq:Iq·Vin,与负载无关
- 栅驱 + 静态偏置:也基本恒定
满载时 Pout 大,固定开销占比小 → η 90%。轻载(µA-mA)时 Pout 缩到极小、固定开销不变 → η = 小 / (小 + 固定) 跌到个位数。always-on 下这不只是"费电",是直接吃 ECU 的 Iq 配额:变换器低效 = 从 12V 多抽电 = 亏电更快。
2. PFM / burst / skip — 把开关损耗压成 ∝ 负载
轻载省电的核心是让开关次数随负载降,而非固定 fsw:
- PFM(脉冲频率调制):保持每脉冲峰值电感电流,降低开关频率——负载越轻、脉冲越稀 → Psw ∝ 负载
- burst / 打嗝模式:发一串脉冲把输出充到上阈,然后两管全关睡,输出靠电容供着慢慢下垂到下阈,再来一串。burst 间只耗 Iq → 极轻载 η 最高
- skip(跳周期):输出够高就跳过该开关周期,等掉下来再开
- 本质是 DCM:PFM/skip 都工作在 DCM(断续导通,电感电流每周期断续到 0)——对应 forced-PWM 的 CCM(连续导通);PSM(pulse-skip mode) 是 skip 的行业叫法
- 为什么轻载必进 DCM:电感峰峰纹波 ΔiL 不随负载降,但平均电流 Iavg 随负载降;当 Iavg < ΔiL/2 时电感电流过零 → 必进 DCM(CCM/DCM 边界判据,也是轻载省电模式的物理前提)
三者都把"恒定开关损耗"变成"∝ 负载",轻载 η 从个位数拉回 80-90%。代价见 §3。
3. 反向取舍(核心)— 效率 ↑ vs 纹波/EMC/瞬态 ↓
PFM/burst 不是免费的,提轻载效率的同时三样变差:
- 纹波 ↑:burst 间输出下垂(上阈→下阈)→ 纹波比 PWM 连续大;数字 rail 有余量能忍,模拟/基准不能
- EMC ↑(最坑):
- 开关频率随负载变(不是固定 fsw)→ spread-spectrum/滤波难做,EMI 谱"游动"难压
- burst 重复频率可能落进音频 20Hz-20kHz → 陶瓷电容(MLCC)压电效应啸叫(cap singing,电容"唱歌";电感另有磁致伸缩啸叫 coil whine,机理不同),整车静音时尤其刺耳
- 谐波落点随负载游动 → 轻载工况可能没被满载 EMC 扫描覆盖到
- 瞬态 ↓:突加载时变换器在"睡",要先退出 burst 再爬 → 响应慢、欠冲深
所以 PFM/burst 是拿纹波/EMC/瞬态换效率——能不能换,看 rail 敏感度(§5)。
4. 控制器自身 Iq — always-on 预算的隐形地板
always-on 下输出功率近零,变换器自己的 Iq 成了预算地板——它不随负载降,负载再轻也照抽:
- ECU Iq 配额 ~100µA(配额下沿,sleep 页给 100-300µA);一个 50µA-Iq 的 buck 控制器一口吃掉一半,5µA-Iq 的只占 5%
- always-on rail 选型第一指标常是 Iq(no-load),而非满载效率
- 低 Iq 的代价:常牺牲带宽/瞬态/精度——又回到取舍
- 多个 always-on rail 时,各自 Iq 叠加,要并进 sleep Iq 预算核总账
口诀:满载比效率,空载比 Iq。always-on 选型看 Iq 不看峰值效率。
5. rail 分类 — 容忍 PFM vs 必须 forced-PWM
模式不是全局开关,是逐 rail 选,按该 rail 对纹波/EMC 的敏感度:
- 容忍 PFM/burst(省电优先):数字逻辑 rail(有电压余量)、给下游再稳压的中间 rail、非敏感外设
- 必须 forced-PWM(低纹波优先,牺牲效率):
- 折中:有些 IC 支持可配(轻载自动 PFM、需要时引脚强制 PWM),按工况切;自动切换点常设在 forced-PWM 效率曲线峰值附近,且带迟滞防边界抖动反复跳模式
设计动作:列 always-on rail 表,逐条标"敏感度 → 模式 → Iq",别一刀切。
6. 工程陷阱 G1-G7
always-on 轻载翻车几乎都在"只比满载效率"和"PFM 副作用没核"两大盲区,七类具体失误各有不同根因和防法。
G1. 只看满载效率选 always-on 件
满载效率 92% 的 buck,如果 Iq = 50µA,在 always-on 场景里一口吃掉 ECU 100µA 配额的一半。空载时变换器输出功率趋近于零,效率公式里 Pout 消失,决定 Ibat 的只有 Iq·Vin——这个数跟满载效率没有任何关系。选型应先查 datasheet 的 "Quiescent Current (no load)" 一栏,而非 peak efficiency 曲线。LT8610 Burst Mode Iq = 2.5µA 可以作为基准参考:同类控制器若 Iq > 20µA,就要仔细核 Iq 配额。
G2. 全局上 PFM 省电
把 PFM/burst 一刀切推到所有 rail,往往先烧掉 ADC ref 或 RF 供电轨——burst 纹波以 µV-mV 量级直接进精度预算,ADC LSB 噪声恶化、RF 接收灵敏度下降。PFM 模式选择必须逐 rail 做,数字 rail 可以省电,模拟/基准/RF 必须 forced-PWM。
G3. 忽略 burst 落音频 — MLCC 啸叫
burst 重复频率 fburst = Iload / (Cout × ΔVburst)。当 Iload 极小时,fburst 容易落入 20Hz-20kHz 音频带。10µF Cout、50mV 窗口、0.1mA 负载:fburst = 0.1mA / (10µF × 50mV) = 200 Hz——正好在人耳最敏感的中频段。陶瓷电容(MLCC)压电效应会把这个频率的电压纹波转化成机械振动,在整车静音时清晰可闻。增大 Cout 可以降 fburst,但 MLCC 在 DC 偏压 + 高温下容量大幅缩水(见 §8 C2),设计裕量不够时啸叫在极端工况下才出现,EMC 扫描反而漏掉。
G4. 轻载 EMC 没单独测
PFM/burst 模式下,开关频率随负载实时游动,没有固定的 fsw 落点可以做 spread-spectrum 滤波——满载时过掉的 CISPR 25 EMC 测试,轻载时谐波落点漂移到完全不同的频率,完全可能在另一个 EMC 频点超标。轻载是独立 EMC 工况,必须单独扫描;尤其注意 100kHz-30MHz 传导发射,burst 重复频率及其谐波会在此段出现。
G5. forced-PWM 一刀切
与 G2 相反:把所有 rail 强制 forced-PWM,省去了逐 rail 分析的麻烦,但代价是每条 rail 在轻载下都固定抽一份开关损耗——5 条 always-on rail 各多消耗 100µA 等效,合计超出整车 KL30 的睡眠电流预算,亏电天数从设计的 30 天缩到 10 天以内。正确做法见 §5:敏感 rail forced-PWM,不敏感 rail PFM。
G6. 多 always-on rail Iq 不叠加核账
单条 rail Iq = 5µA 看起来微不足道。一颗 SoC 级 ECU 往往有 10-15 条 always-on rail(核心数字、IO 接口、RTC、CAN 收发器供电、模拟基准……),各自 Iq 叠加后轻松超过 100µA 配额下沿。正确做法:所有 always-on rail 的 Iq 必须列清单、求和、对照 sleep Iq 预算核总账,不能逐 rail 单独评估。
G7. 切换点无迟滞导致模式边界抖动
支持"自动 PFM/CCM 切换"的 IC,若切换阈值没有内置迟滞(hysteresis),在负载电流恰好落在切换点附近时会反复抖动——一个周期 PFM、下一个周期 CCM、再下一个 PFM……这种模式抖动产生与 fsw 同量级的额外 EMI 尖峰,且落在 forced-PWM EMC 测试没有覆盖的频点。选型时要确认 datasheet 明确标注切换迟滞窗口(典型 10-20mV at FB pin);没有迟滞的 IC 要用引脚强制固定模式,不要依赖自动切换。
7. Worked Design — ADI LT8610, 12V → 3.3V / 100mA Always-On ECU 数字 rail
本节用 ADI LT8610(Vin = 3.4-42V,Iout = 2.5A,Burst Mode Iq = 2.5µA,fsw = 0.2-2.2MHz)端到端设计一条 12V→3.3V / 100mA 的 always-on ECU 数字供电轨,覆盖 sleep 效率核算、电感选型、burst 频率风险三个关键设计决策。LT8610 已是辅助电源 POL rail 选型深度的 SSOT 器件,此处沿用以避免跨页参数冲突。
Step 1 — Sleep Ibat 对比:Burst Mode vs Forced-CCM
设计目标:睡眠模式 Iload = 0.1mA(ECU always-on 数字 rail 典型静态耗流),sleep Iq 配额 SSOT 给 100-300µA 配额,取下沿 100µA 作为最严苛边界。
Burst Mode:LT8610 Burst Mode Iq = 2.5µA。输出功率 Pout = 3.3V × 0.1mA = 0.33mW,极轻载下 burst 效率 η ≈ 85%。
Ibat = Pout / (η × Vin) + Iq_ctrl = 0.33mW / (0.85 × 12V) + 2.5µA = 32µA + 2.5µA = 34.5µA ≈ 35µA
35µA vs 100µA 配额 → 通过,裕量 2.9×。
Forced-CCM(对比):fsw = 2.2MHz 恒定,栅驱动 + 交叠 + Coss 产生恒定开关损耗,在 0.1mA 负载下完全主导;控制器无 burst 省电,静态约 50µA。η 典型仅 5-15%:
Ibat(η=10%) = 0.33mW / (0.10 × 12V) + 50µA = 275µA + 50µA = 325µA
Ibat(η=15%) = 0.33mW / (0.15 × 12V) + 50µA = 183µA + 50µA = 233µA
范围 233-325µA → 超配额 2.3-3.3×,失败。即使乐观取 η=25%:Ibat = 110µA + 50µA = 160µA,仍超标。结论:always-on 数字 rail 必须用 burst/PFM,forced-CCM 在睡眠工况下无论如何都超配额。
Step 2 — 电感选型(活跃模式 100mA)
电感选型发生在活跃模式,Vin = 12V,Vout = 3.3V,Iload_max = 100mA,fsw = 2.2MHz。
占空比 D = Vout / Vin = 3.3 / 12 = 0.275。取纹波率 40%:
ΔiL_target = 40% × 100mA = 40mA pk-pk
L = Vout × (1 − D) / (ΔiL_target × fsw) = 3.3V × 0.725 / (40mA × 2.2MHz) = 27.2µH
选标准值 22µH(E12 系列)。实际纹波:
ΔiL_actual = 3.3V × 0.725 / (22µH × 2.2MHz) = 2.3925 / 48.4 = 49.4mA pk-pk
峰值电感电流 Ipeak = 100mA + 24.7mA = 124.7mA,远低于 LT8610 限流阈值(典型 2.8A);电感选额定电流 ≥ 200mA 即可。
Step 3 — Burst 频率核算:音频 EMC 风险
burst 频率决定 MLCC 是否啸叫。LT8610 burst 迟滞窗口约 34-50mV(FB 引脚约 10mV,经反馈分压器折算到 3.3V 输出端 × (3.3/0.97) ≈ ×3.4 → 约 34mV,取 50mV 保守计;LT8610 base part 的 FB 基准电压为 0.97V typ,非 0.8V)。Cout 选 10µF X5R / 10V:
fburst(标称) = Iload / (Cout × ΔVburst) = 0.1mA / (10µF × 50mV) = 200 Hz
200 Hz 处于人耳最敏感的中频段,MLCC 压电效应啸叫风险高。
MLCC 容量缩水修正:X5R 10µF / 6.3V 电容在 3.3V DC 偏压下容量约损失 35% → 有效 Cout ≈ 6.5µF:
fburst(MLCC 缩水) = 0.1mA / (6.5µF × 50mV) = 308 Hz
实际 burst 频率比标称高 54%,仍在音频带内且更深。
设计对策:增大 Cout 至 22µF(10V X5R,DC 偏压下实效 ≈ 14µF):
fburst(22µF 实效) = 0.1mA / (14µF × 50mV) ≈ 143 Hz
143 Hz 仍在音频带,但已离高风险中频段有所距离。因 fburst ∝ 1/Cout,增大 Cout 只能把频率往下压:要把 fburst 压到 20Hz 以下(次声、离开音频带下沿)需 Cout ≈ 100µF(0.1mA/(100µF×50mV)=20Hz),代价是体积;实际折衷是接受 100-200 Hz 的 burst 频率并用导热泡棉约束 MLCC防传声,或该 rail 强制 forced-PWM(接受 Step 1 的效率代价)。
8. 工作极限 C1-C3
极限工况下参数会系统性偏移,三类 corner 需逐一核算。
C1. Vin 范围:汽车冷启动(6V)到充电(16V)
冷启动时蓄电池电压短暂跌至 6V(LV 124 E-19 低温冷启工况),D = 3.3/6 = 0.55,导通时间 ton = 0.55 / 2.2MHz = 250ns——远大于 LT8610 min-ton(典型 70ns),burst 模式继续工作。6V 下电感纹波:
ΔiL(6V) = (6 − 3.3)V × 0.55 / (22µH × 2.2MHz) = 1.485 / 48.4 = 30.7mA pk-pk
Ipeak(6V) = 100mA + 15.4mA = 115.4mA,仍在电感额定内。
高 Vin 端(16V)校验 min-ton:D = 3.3/16 = 0.206,ton = 0.206 / 2.2MHz = 93.6ns > 70ns min-ton,裕量 34%,通过。
C2. 高温 + MLCC 容量缩水 → burst 频率恶化
X5R 10µF / 6.3V 在 T = +85°C + Vbias = 3.3V 双重应力下实效容量可缩至 4-5µF:
fburst(+85°C, 4.5µF) = 0.1mA / (4.5µF × 50mV) ≈ 444 Hz
相比室温 308Hz 又升 44%,仍在音频带深处。对策:选 10V 额定 X5R 电容(偏压缩水远小于 6.3V 件),22µF 标称在 +85°C 和 3.3V 下实效 ≥ 10µF:
fburst(+85°C, 22µF@10V 实效 10µF) = 0.1mA / (10µF × 50mV) = 200 Hz
将最坏工况控制在 200 Hz 以内。
C3. 睡眠→唤醒负载阶跃:burst 退出期间的欠冲
系统从睡眠(Iload = 0.1mA)唤醒后负载瞬间跳至 100mA。电感爬坡时间:
tramp = ΔI × L / (Vin − Vout) = 99.9mA × 22µH / 8.7V ≈ 253ns
253ns 内 Cout = 14µF 单独供 99.9mA → 电压跌落 ΔV = 99.9mA × 253ns / 14µF ≈ 1.8mV——可忽略。真正的威胁是 burst 退出延迟:LT8610 burst 唤醒需 1-2 个 fsw 周期识别,总响应约 2µs,期间 Cout 单独供 100mA:
ΔV(burst 退出 2µs) = 100mA × 2µs / 14µF ≈ 14mV(0.4%)
3.3V 数字 rail(±5% 容限 = ±165mV)中,14mV 欠冲无影响;即使 1.8V LPDDR(±2% = ±36mV),也仍在容限内。Cout = 22µF 足够应对 burst 退出瞬态。
核心要点
以下从 §7 Worked Design 提取可直接引用的设计锚点,每条结论都有数字支撑。
- 轻载效率崩:开关损耗(∝fsw 恒定)+ 控制器 Iq 是固定开销,Pout 缩小 → η 跌个位数,直接吃 Iq 配额
- PFM/burst/skip:降频/打嗝把开关损耗压成 ∝ 负载,轻载 η 拉回 80-90%
- 反向取舍(核心):效率 ↑ 换 纹波 ↑ / EMC ↑(频率游动 + 音频啸叫)/ 瞬态 ↓
- 控制器自身 Iq 是预算地板:满载比效率,空载比 Iq(5µA vs 50µA 决定吃多少配额)
- 逐 rail 选模式:数字容忍 PFM 省电;ADC ref/RF/怕啸叫的必须 forced-PWM(吃效率换低纹波)
- 轻载 EMC 是独立工况,满载过不代表轻载过
- Worked Design(LT8610, 12V→3.3V/100mA):Burst 模式 Ibat ≈ 35µA,2.9× 裕量;Forced-CCM Ibat ≈ 233-325µA,超配额 2.3-3.3×;L = 22µH,ΔiL = 49.4mA pk-pk;burst fburst = 200 Hz(标称)/308 Hz(MLCC 缩水后),音频啸叫风险 → Cout 加量至 22µF 可控在 143-200 Hz
缩写表
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| 缩写 | 全称 | 中文 |
|---|---|---|
| Iq | Quiescent current | 静态电流 |
| PFM | Pulse-Frequency Modulation | 脉冲频率调制 |
| PWM | Pulse-Width Modulation | 脉宽调制 |
| skip | pulse-skipping mode | 跳周期模式 |
| PSM | Pulse-Skip Mode | 跳周期模式(skip 行业叫法) |
| DCM | Discontinuous Conduction Mode | 断续导通模式 |
| CCM | Continuous Conduction Mode | 连续导通模式 |
| burst | burst / hiccup light-load mode | 打嗝/突发轻载模式 |
| fsw | switching frequency | 开关频率 |
| η | efficiency | 效率 |
| MLCC | Multi-Layer Ceramic Capacitor | 多层陶瓷电容 |
| ADC | Analog-to-Digital Converter | 模数转换器 |
| EMC | Electromagnetic Compatibility | 电磁兼容 |
| always-on | KL30 常供电域 | 常供电(域) |
| D | duty cycle | 占空比 |
| Cout | output capacitor | 输出电容 |
| ΔiL | inductor ripple current | 电感纹波电流 |
| fburst | burst repetition frequency | burst 重复频率 |
| ΔVburst | burst voltage hysteresis window | burst 电压迟滞窗口 |
Cross-references
- ← 索引
- 辅助电源 Sleep/Wake-up 深度 — Iq 配额分解 + 整车静态电流 + 亏电天数(本页 prereq,讲变换器轻载侧)
- 辅助电源 POL rail 选型深度 — rail 拓扑(PFM/forced-PWM 落到哪个拓扑)
- Rail 噪声→精度预算深度 — 为什么 ADC ref/RF rail 值得牺牲效率换低纹波
- 辅助电源涌流/软启动深度 — 上电涌流(与轻载稳态是两回事)