H-Bridge 电机驱动器热设计:功耗分解 / RθJA 迭代 / 电流折返

MC34932/MC33932 把两个完全相同的 full H-Bridge 集成在同一 monolithic die 上,每桥 = HS1/HS2 高边 + LS1/LS2 低边 totem-pole,各有独立 gate driver 与 current feedback,可当双有刷电机驱动、也可组合驱一台 stepper。两个 disable 输入做 tri-state(high-Z off),两个极性输入控制正反转。每桥峰值 5.0A,典型负载是有刷 DC 电机 / 执行器。MC33932 连续 5.0–28V(MC34932 到 36V),瞬态 40V。

关键:两桥共用一块 die → thermal cross-coupling。两桥同时带电时彼此抬高对方的 die 温度,所以热设计必须按"双桥同时满载"算——只算单桥会漏掉邻桥抬温、低估实际结温。AN5194 的仿真案例就是两桥(LS1-HS2 与 LS3-HS4)各 2.0A 同时通电。内部还集成 GATE DRIVE AND PROTECTION LOGIC + constant-off-time PWM 限流。

AN5194 把功耗分成稳态(导通)与动态(开关)两块。

导通损耗(稳态主导):无开关时功耗几乎全在 MOSFET 的 $Rds(on)$ 上:

也可绕开 $Rds(on)$ 标称误差、直接量压降:$P=(Vpwr-V1)Iout+V2Iout$(V1/V2 为 HS/LS 上的实测压降)。

开关损耗(动态):AN5194 不用 $Coss\cdot f\cdot V^2$ 模型,而用 active-recirculation 的 cycle-by-cycle 模型(逐 MOSFET、按时间片),开关损耗主要来自 body diode 续流(压降 VD)。过渡段形如 $0.5(Vpwr+VD-IoutRds)IoutTkfSW$,纯导通段形如 $Iou{t}^{2}RdsTkfSW$——都 × $fSW$,即开关损耗随 PWM 频率线性增长。PWM 上限 MC33932EK/MC34932EK 为 11kHz、MC34932SEK 为 20kHz;为躲 audible noise 把频率从 3kHz 推到 20kHz,会按比例加热,别无脑提频。

RMS vs peak 的热权衡:每桥硅上能扛 5.0A peak,但持续 RMS 能力"完全取决于散热"(原文)。因 $Prds\propto Iout(\text{RMS}{)}^2$、而 $Rds(on)$ 又随 $Tj$ 上升,所以这是个迭代过程:先设 $Tj$ → 取该温度的 $Rds(on)$ → 算 $Pd$ → 算新 $Tj$ → 回代,直到收敛。

结温的一阶估算:

要命的是 $R\theta JA$ 不是单一常数:它依赖 PCB 层数 / 各层铜量 / thermal via / 焊料 / heat sink / 封装,而且是瞬态量——短脉冲 / PWM 工况要用 transient thermal response 曲线 $R\theta JA(t)$(2s2p、JEDEC High-k 标准板)取对应时刻值,不能套稳态值。封装的 junction-to-case 是硬指标 $R\theta JC<1.0$ °C/W。$Rds(on)$ 实测:120mΩ typ @25°C → 235mΩ max @150°C(近翻倍),AN5194 仿真直接用热态的 195mΩ。

仿真案例(MC33932,可核验):2s2p 板、1.0oz Cu、76×76mm、1.4mm 厚,TAMB 120°C,两桥各 2.0A 至稳态、PWM 3.0kHz、$Rds(on)$=195mΩ、$Vpwr$=16V → HS2 0.78W、LS2(开关)0.67W、HS1 0.38W,每桥总 1.83W。

H-Bridge 的保护阈值会随温度收紧,这是热边界设计必须算进去的:165°C 触发 current fold-back(温度过高自动回退输出电流),且限流阈值本身温度相关(die 越热阈值越低)。over-current 限流靠内部 constant-off-time PWM,peak-current limiting 在负载电流 >6.5A ±1.5A 时激活;对 Vpwr / GND 短路均保护。

最有用的监控是 current feedback = 流过 MOSFET 电流的 0.24%(current mirror 输出,接 MCU 的 A/D 实时监控)。它和 165°C 折返、温度相关限流、diode 测温一起构成"感知电流→估 $Pd$→估 $Tj$→温度回退限流"的闭环——正是 $Tj=Ta+R\theta JAPd$ 迭代在芯片内的硬件体现。Status flag(SFA/SFB)上报 undervoltage / overcurrent / overtemperature 三类 fault。

设计含义:贴着热边界设计,会在高温下被动丢输出电流(电机失力);电机 stall/bind 时电流和发热都飙——必须留热裕量,别设计在限流边缘。

AN5194 给了几个低成本、易踩坑的实测技巧:

• 用片内 ESD 保护 diode 当温度传感器:VD 随温度上升而线性下降,可标定;标定 / 测量用恒流 1.0–1.5mA(小到不自热)。比贴热电偶更贴近实际 die 温。
• 测 $Rds(on)$ 必须用 Kelvin(4 线)point measurement,否则把 bond-wire 电阻算进去 → 高估 die $Rds(on)$ 和 $Pd$。
• 瞬态热测量推荐采 cooling curve 再翻转得到 heating curve——heating 曲线易混入 supply/PCB 开关噪声,cooling 干净;$R\theta JA(t)=(Tj-Ta)/Pd$ 对采集数据逐点算。

两桥共用同一 die 要求热设计按"双桥同时满载"取最保守基点。以下用 AN5194 Figure 8 仿真案例演示热迭代收敛——所有数值可在原文核验。

工况输入:MC33932,2s2p JEDEC 标准板(76×76mm,1.0oz Cu,1.4mm 厚);Ta = 120°C;双桥各 Iout = 2.0A RMS,fSW = 3.0 kHz,Vpwr = 16V。

集成 H-Bridge 热设计中高频触坑——每一条都有真实项目失效案例,仅靠仿真无法触发。

1. RθJA 不是封装参数,是 PCB 变量:数据手册 RθJA(JEDEC 最小板,典型 60–80°C/W)与良好 PCB 应用板(大铜皮、密 via)相差 3–6×;每次换板必须重测,不能套手册值。
2. 冷态 Rds(on) 当稳态用:25°C 的 120mΩ 到热态变 195–235mΩ(1.6–2×),用冷态值做稳态 Pd 计算低估 60%;这是热设计偏乐观最常见的根因。
3. 按峰值 5.0A 定持续电流额定:峰值是 OC 保护触发边界,持续 RMS 完全由 RθJA 决定——同款 IC 在不同 PCB 上持续能力可差 3×。
4. 提 PWM 频率躲 audible noise 不重算热:fSW 从 3kHz 提至 20kHz,开关损耗增加 6.7×;中等电流(2A)时 PdSw 从 0.27W 飙至约 1.8W/桥,在高温 Ta 下直接触发折返。
5. 不校准 current feedback 0.24%:2.0A 时反馈仅 4.8mA;MCU ADC 输入阻抗偏高将引入测量误差,实际限流阈值偏移,过流保护边界失准。

工况偏离设计基点时,热约束往往更严——以下三个场景是工程验证必须覆盖的边界条件。

电机堵转(stall):堵转时 Iout 拉向 OC 阈值(~6.5A),PdBridge 从 1.83W 飙升至 ≥4W,Tj 迅速上升触发 165°C 折返;设备以减弱电流维持堵转,进入持续热循环状态。PCB 铜箔长期受热加速老化。对策:MCU 检测折返持续 ≥2s 即切断驱动并记录 fault,不能依赖芯片自保护无限期工作。

低温冷启动(Ta = −40°C):Rds(on) 降至 ≤80mΩ(约为 25°C 标称值的一半),导通损耗低于常温,热风险小;但电机绕组阻抗低温时上升较少,启动电流脉冲可超 OC 阈值激活 constant-off-time → 扭矩抖动。ESD diode 温度计的 VD-T 特性在 −40°C 至 165°C 全温范围内必须单独标定,生产板测试不可只覆盖常温。

高频 EPB 应用(fSW = 10kHz,MC34932SEK):同等 2.0A 下,开关损耗按频率比增加 3.3×,约 0.27 × 3.3 = 0.89W/桥;每桥 PdBridge = 1.56 + 0.89 = 2.45W,双桥 PdDie = 4.9W。Tj < 165°C @ Ta = 120°C 要求 $R\theta JA<(165-120)/4.9=9.2$ °C/W——比 3kHz 案例的 12.3°C/W 要求更严,需更大铜皮面积或散热贴片。