驱动级在线结温估计深度 — TSEP / 集成 ADC / 热模型融合

Vds(on) 净温系数的机制(别只说"迁移率降"):SiC Rds(on) 是两段竞争的净结果——沟道电阻随温降(Tj 升 → Vth 降 → 沟道载流子增,负温系)对抗漂移/JFET 区电阻随温升(迁移率降,正温系),净是小正温系数;低 Vgs / 近室温下两段接近抵消,net TC 偏小甚至非单调(对应 SiC 器件 的 ~13 V PTC 拐点)——所以 Vds(on) 法必须在高电流 + 高 Vgs 下标定。量级:SCT3080AL 的 RDSon 从 80 mΩ(25 °C)升到 115 mΩ(150 °C),仅 1.44 倍(Si superjunction 同温跨约 2 倍),这正是"SiC 正温系数弱、TSEP 灵敏度低于 Si"的数字表达。

body diode VSD 在小感测电流下由结压降主导,负温系 ~−2 mV/°C、线性最好;但大电流下电阻项(正温系)抵消结项,灵敏度塌缩甚至变号——SCT3080AL 的 VSD=3.2 V@10 A 且"随温微降"(见 Dead-time 调优),所以 VSD 法必须小电流注入,不能拿负载电流下的 VSD 反推温度。

Vth 的 Si 教科书值 −7 mV/°C(TI SLUA618A);SiC 因栅氧/界面态不同典型偏浅(−2~−6 mV/°C 量级),且器件间散布极大——SCT3080AL 的 Vth 规格 2.7–5.6 V 连 typ 都不给,逐器件标定是硬前提。

自加热误差:Vds(on)(大负载电流)本就是运行工况,器件热是真实信号;但 VSD 标定/注入的感测电流在器件上耗散会抬高 Tj、读数偏高于静态真值,须用低占空比/小电流压制(数字见 7.4)。Vth 法走栅极采样几乎无自加热——这正是 Vth「灵敏度低但侵入小」对 Vds(on)「灵敏但依赖电流」的核心取舍。

文献里常列开通延迟、栅压斜率、内部栅阻 RGint 做 TSEP,但在 discrete SiC 上先算量级再决定要不要投入。以 SCT3080AL + 2 Ω 外阻为例(参数取自 Gate Charge worked design:RGon = 13+2 = 15 Ω,Ciss = 571 pF,τ = 8.6 ns,VDRV = 18 V,Vth ≈ 4 V):

开通延迟法(靠 Vth(Tj) 移动 t1):

dVGS-dt / RGint 法(靠 poly-Si 栅阻正温系改变栅极 RC 时间常数,TCR 量级 0.05–0.1 %/K → 13 Ω 的 RGint 每 K 变 7–13 mΩ):

两者都在 ps/K 量级——要分辨 5 K 得测出 ~20 ps 的时间差,需 GHz 级采样加平均,车规量产链路不干这个。对比大电流 IGBT 模块(Ciss 数十 nF、τ 数百 ns),同样公式给出 ~0.2 ns/K,高约两个数量级,这才是这些方法论文里能跑通的原因。结论:discrete SiC 在线 TSEP 主力只有 Vds(on)/VSD/Vth 三个,时序类留给台架。

TSEP 在台架(双脉冲、控温)好标,搬到运行中的逆变器就难:

• 需已知电流 — Vds(on)、VSD 都是 V(I, Tj) 的二元函数;要解 Tj 必须同时知道电流。VSD 法用注入固定小感测电流绕开负载依赖;Vds(on) 法靠相电流采样归一化
• 必须导通态 — 器件关断时 Vds=母线全压,测不到 Vds(on);只能在导通窗内采,采样窗受 PWM 占空比挤压
• 避开开关瞬态 — 开通/关断的几百 ns 内 Vds 振铃,必须 blanking 跳过(同 DESAT 的 blanking 思路),在平台段采

TSEP 本身会随器件老化漂(键合线退化抬高 Vds(on)、栅氧 BTI 漂移 Vth)——这既是噪声也是信号:漂移可作老化指标,但用作测温必须周期重标定(如冷态启动时用已知低功耗点校零)。量级参照 ECPE AQG 324 的功率循环 EOL 判据:导通压降 +5% 或 Rth +20% 即判寿终——+5% 压降若不重标定,会被 Vds(on) 法误读成 +14~20 K 的假升温(算法见 8/9 节)。

RDSon 两点(VGS=18 V、ID=10 A 条件):80 mΩ@25 °C → 115 mΩ@150 °C,平均斜率 (115−80)/125 = 0.28 mΩ/K。15 A 下的电压灵敏度:

即 Vds(on) 从 1.20 V(25 °C)走到 1.73 V(150 °C)。注意曲线非线性:低温段趋平、高温段斜率高于均值,标定用多点查表(LUT),不做两点线性拟合;且 RDSon 依赖 VGS,标定与在线必须同一驱动轨(18 V)。

按 S = 4.2 mV/K 折算各误差源(±5 K 目标 → 电压链总预算 ≈ ±21 mV):

电流归一化独占大半预算——所以 Vds(on) TSEP 的精度上限由相电流传感器决定,不是 ADC 位数;10-bit 绰绰有余,砸钱应砸在电流链和失调校准上。

开关瞬态时长从 Gate Charge worked design 直引:开通全程 ≈55 ns(RGon=15 Ω),叠加振铃整定取 blanking 500 ns;SAR ADC 采样+转换按 ~1 μs 计。fsw = 50 kHz → 周期 20 μs,最小可采占空比:

(0.5 μs + 1 μs)/20 μs ≈ 7.5%

占空比低于 7.5% 的周期(深度调制的窄脉冲区)直接跳采,由热模型桥接——这就是"TSEP 离散锚点 + 模型连续外推"在时序上的必然性。

VSD 小电流注入的自加热核(RthJC = 0.86 K/W):

• 感测电流 50 mA:$0.05\times 3\times 0.86\approx 0.13\mathrm{K}$ — 可忽略
• 贪灵敏度开到 5 A 持续注入:$5\times 3.0\times 0.86\approx 13\mathrm{K}$ 系统性偏高——这是稳态最坏值,短窗(百 μs 级)按 Zth 折算还会再低一个量级以上,但标定炉/长注入必须按稳态算

冷机校零:上电且未运行时全系统等温,NTC = Tj 成立——这是消 Vds(on) 老化偏移的黄金采样点,每次 key-on 自动执行一次(注入小电流读 Vds(on)/VSD,对 LUT 做偏移校正)。

运行点损耗(D = 0.5、150 °C):导通 $15^2\times 0.115\times 0.5\approx 12.9\mathrm{W}$;开关按 datasheet 56 μJ(300 V/10 A)线性外推 400 V/15 A 得 ~112 μJ,×50 kHz ≈ 5.6 W。合计 ≈18.5 W,结-壳温差:

观测器自洽核:热模型预测的 Tj−Tcase 应落在 ~16 K 量级;TSEP 锚点与预测差持续 >5 K 即触发重标定或报模型漂移(Rth 老化)。NTC 通道做慢速一致性核对:稳态下 Tj(观测器) − TNTC 应稳定在焊层+基板温差量级,突然扩大 = 散热路径退化。

电机堵转或极低转速时,逆变器输出基频趋近 0,某一相桥臂长时间扛近似直流的峰值电流——Tj 不再被基频平均,而是按基频周期全摆幅摆动,正是雨流计数里损伤最大的深循环。NTC 完全平均掉这个摆幅;热模型必须细到能跟基频(秒级)波动;Vds(on) TSEP 在大电流臂工作良好,但轻载的互补臂电流太小、灵敏度不足——降额决策必须按 per-device 观测 Tj,不能按三相平均。

−40 °C 时 Vth 比 25 °C 高约 0.5 V(库内 SSOT,Si/SiC 同向),而 SiC 的 RDSon 低温段曲线接近平坦——Vds(on) 对 Tj 的灵敏度在冷区塌缩,反解病态。策略:冷区(<25 °C 量级)信 NTC + 热模型,TSEP 权重随温升恢复(观测器里做增益调度);同时冷启动是 7.4 的等温校零窗口,先校零再起调制。

键合线抬升 Rds(on) 到 AQG 324 EOL(+5%)时,Vds(on) 法把它读成 +14~20 K 假热点 → 误触发降额。分离手段:VSD 小电流交叉核——50 mA 下键合线多出的毫欧级电阻只贡献 μV 级压降,VSD 读数几乎只反映真实温度;Vds(on) 与 VSD 两条 TSEP 的读数分叉即判老化而非过热,分叉量本身喂 SoH/寿命计数(3.4 的"漂移既是噪声也是信号"落到执行)。